Ресивер 8v брагин: Ресивер Брагин 8V | Интернет-магазин VS-AVTO

Скалярный вклад в BFKL ker

Электрические дипольные моменты, от e до

Теоретическая физика допускает реальное p

Теоретическая физика создается с помощью

4 ФИЗИКА ПЛАЗМЫ И УПРАВЛЯЕМЫЙ ТЕРМО

Физика плазмы и управляемый термостат

Физика плазмы и управляемый термостат

Физика плазмы и управляемая терморегуляция

Физика плазмы и управляемая термометрия

Физика плазмы и управляемая терморегуляция

Физика плазмы и управляемый термостат

Физика плазмы и контролируемый термостат

Физика плазмы и управляемая термометрия

Физика плазмы и управляемая терморегуляция

5.1 ВЭПП-2000 в 2009 г. Электрон — Поз

Коллайдеры электрон — позитрон b

Коллайдеры электрон — позитрон Это s

Коллайдер электрон — позитрон 96 и 97:

Электрон-позитронные коллайдеры 5.2. 3

Электрон-позитронные коллайдеры Рис. 7

Электрон-позитронные коллайдеры Рис. 1

Электрон-позитронные коллайдеры ID

Электрон-позитронные коллайдеры 5.3 VE

Электрон-позитронные коллайдеры 5.4 De

Электрон-позитронные коллайдеры Рис. 2

Электрон-позитронные коллайдеры 100мм-

Электронно-позитронные коллайдеры micron

Электрон-позитронные коллайдеры 5.7 El

Электрон-позитронные коллайдеры116 Рис.

Электронно-позитронные коллайдеры1

6SYNCHROTRONRADIATION SOURCESANDFRE

Источники синхротронного излучения и F

Источники синхротронного излучения и F

Источники синхротронного излучения и F

Источники синхротронного излучения и F

Источники синхротронного излучения и F

Источники синхротронного излучения и F

Источники синхротронного излучения и F

Источники синхротронного излучения и F

Источники синхротронного излучения и

Источники синхротронного излучения

Источники синхротронного излучения и F

Источники синхротронного излучения и F

Источники синхротронного излучения и F

Источники синхротронного излучения и F

Источники синхротронного излучения и Фронтовые источники излучения

Источники синхротронного излучения и F

Источники синхротронного излучения и F

Источники синхротронного излучения и F

Источники синхротронного излучения и F

Источники синхротронного излучения и F

Источники синхротронного излучения и F

Источники синхротронного излучения

Источники синхротронного излучения и F

Синхротронное излучение Источники и F

Источники синхротронного излучения и F

7 РАДИОФИЗИКААНДЕЛЕКТРОНИКА

Радиофизика и электроника Три I

Radiophysics and electronics It is n

Radiophysics and electronics Radiophysics and electronics6 RF

Радиофизика и электроника 7.9 Pow

Радиофизика и электроника Кроме

Радиофизика и электроника t

Мощные ускорители электронов и

Мощные электронные ускорители и

Мощные электронные ускорители и

Физика для медицины 9.2 X-ray Detec

Список публикаций Орлов И.О., Оси

Список публикацийprocess e + e —

Список публикаций Обзор луча

Список публикаций [115] Лимозани

Список публикаций [149] Острейко

Список публикаций Песков Н.Ю., П

Список публикаций [227] Фадин В.S

Список публикаций NIM A, 2009, т.

Список публикаций ОТЧЕТЫ ПО

Список публикаций А.В., Сухарев

Список публикаций [353] Tecchio L

Список публикаций [387] Листопад

Список публикаций С.Л., Степанов

Список публикаций Информационная система

Список публикаций Проверка

Список публикаций в Сибири

Препринты | V (cb) | и form-fa. 263:

Специализированные научные разделы

Специализированные научные разделы

Научные сотрудники и публикации Бори

Научные сотрудники и публикацииZeml

Научные сотрудники и публикации Матв

Научные сотрудники и публикации Рейч

Научные сотрудники и публикации Тума

СИБИРСКИЙ ФИЛИАЛ РОССИЙСКОЙ АКАДЕМИИ

Приемники прямого преобразования (SPT), точнее гетеродинные приемники, стали применяться радиолюбителями сравнительно недавно — с конца 60-х — начала 70-х годов прошлого века.Они быстро завоевали широкую популярность благодаря простоте схемы и высокому качеству работы. Особой популярностью пользовались простые (на нескольких транзисторах или одной-двух микросхемах) одно- или двухполосные конструкции двусторонних ИСО, доступные для повторения даже начинающим радиолюбителям. Как правило, обладая высокой чувствительностью, эти приемники имели относительно небольшой динамический диапазон перекрестных помех (DD2) — коэффициент подавления АМ за редким исключением не превышал 70-80 дБ. Попытки увеличить DD2 и подавить вторую полосу хотя бы на 30–40 дБ привели к такому усложнению конструкции, что о массовом повторении не могло быть и речи.

Благодаря появлению в продаже новых высокоскоростных цифровых микросхем и качественных малошумящих операционных усилителей стало возможным реализовать новый подход в построении однополосных подстанций с использованием цифровых коммутаторов в качестве микшера и использования хорошо проработанная схемотехника функциональных блоков на операционном усилителе в остальной части схемы. Такой подход позволяет обеспечить хорошую повторяемость, гарантированные высокие параметры ППП и при этом отказаться от таких нетехнологичных элементов, как многооборотные катушки индуктивности, балансировочные трансформаторы и практически полностью исключить элементы подстройки и трудоемкие наладочные работы (конечно, с исключение настройки схем PDF и GPA).Платой за это является увеличенное количество микросхем и необходимость предварительного выбора (при отсутствии соответствующей точности) некоторых резисторов и конденсаторов, что, впрочем, легко осуществить с помощью обычной китайской «цифровой камеры».

Предлагаемый вашему вниманию экспериментальный образец однодиапазонного ИЧР является иллюстрацией одного из возможных вариантов схемотехники на современной элементной базе.

основные параметры
Диапазон рабочих частот, МГц — 1.8, 3.5, 7

Полоса пропускания приема
(по уровню — 6дБ), Гц — 400-2900

Чувствительность приемного тракта со входа смесителя
(полоса пропускания 2,5 кГц, отношение сигнал / шум — 10дБ ), мкВ, не хуже — 0,7 *

Динамический диапазон кросс-модуляции (DD2) при 30% АМ и отстройке 50 кГц, не менее, дБ — 110 *

Избирательность по соседнему каналу
(при отстройке от несущей частоты на -5,9 кГц + 3,7 кГц), не менее, дБ — 60

Подавление верхней боковой полосы, не менее, дБ — 41

Коэффициент прямоугольности сквозной АЧХ

(на уровнях -6, -60дБ) — 2.2

Диапазон регулировки aGC при изменении выходного напряжения не менее чем на 12 дБ, дБ — 72 (в 4000 раз)

Выходная мощность НЧ тракта при нагрузке не менее 8 Ом, Вт 0,8

Ток, потребляемый от внешний стабилизированный

источник питания 13,8 В, не более, А — 0,4

* эта цифра ограничена возможностями оборудования, используемого для измерений, и в реальности может быть выше.

Узел A2 — это гетеродин на основе одного неотключаемого генератора на 28-32 МГц с электронной перестройкой частоты с помощью многооборотного резистора и делителя частоты с переменным коэффициентом деления, равным 1.2.4. Необходимую стабильность с помощью ЦАП и цифрового подсчета частот обеспечивает узел А5, сделанный на основе готовых цифровых весов Макеевской, которые можно купить во многих регионах Украины и России и здесь не описывается как хорошо зарекомендовавшая себя разработка А. Денисовой [5]. Основная обработка сигнала — это его преобразование, подавление верхней боковой полосы и фильтрация узлом A3. Для получения хорошей селективности применяется принцип последовательной селекции, когда помимо основного активного полосового фильтра фактически ограничивается полоса пропускания на уровне 300-3000 Гц в каждом каскаде усилителя соответствующим выбором значений. u200b разделительных конденсаторов и в цепях ООС.

Для подавления верхней боковой полосы используется метод, который подробно описан и основан на использовании 6-канального фазовращателя в 4-фазной сигнальной системе, что позволяет относительно простые средства, несмотря на увеличенное количество элементов , чтобы получить хорошее подавление и высокую температурную и временную стабильность параметров. Для получения

4-фазная сигнальная система использует цифровой фазовращатель, что значительно упрощает создание многополосных схем.

Сигнал с выхода PDF поступает на микшер, качество которого применено к недорогому и доступному восьмиканальному коммутатору 74NS4051 со средним временем переключения 20-22нс.Стимулирующим поводом к такому выбору стали феноменальные значения ДД, полученные радиолюбителями при тестировании в качестве смесителей микросхем 74NC4066, 74NC4053 той же серии. Эксперименты, проведенные при разработке этого приемника, подтвердили высокие динамические параметры смесителя на базе 74НС4051. По моим оценкам, потенциал DD2 (уровень подавления AM, а именно определяет динамический диапазон допустимых сигналов для PP) для 74НС4051 на частотах до 7-8 МГц составляет порядка 134-140 дБ, выше — ограничивается уровнями помех AM 300-400 мВ, а снизу — шумом переключателя менее 0.05 мкВ.

В экспериментальном приемнике, предлагаемом читателям, уровень DD2 в 110 дБ ограничен не микшером, а предварительным УНЧ, сверху из-за прямого обнаружения АМ-помех в предварительном УНЧ, и может быть улучшен на 10-20 дБ. за счет установки дополнительных фильтров нижних частот после смесителя и с пониженным уровнем шума предварительного УНЧ, реализованного, как и все другие узлы, на недорогой и доступной двойной малошумящей (спектральная плотность шума менее 5 нВ / Гц) ОС NE5532. Использование менее шумных операционных усилителей, например LT1028 с 1 нВ / Гц, улучшит чувствительность в 3-4 раза, т.е.е. увеличьте DD2 еще на 10-12дБ. №

Использование восьмиканального переключателя в качестве смесителя (в нашем случае используется только от половины до четырех каналов) 74НС4051 позволило упростить схему за счет того, что функции фазовращателя выполняет внутреннее управление. логика коммутатора, на адресные входы которого поступают управляющие сигналы от счетчика до 4. В этом случае частота гетеродина должна быть в четыре раза выше рабочей частоты. В результате на выходе смесителя формируется 4-фазная сигнальная система, которая после предварительного усиления попадает в 6-фазный фазовращатель.Затем сигнал нижней боковой полосы, получивший нулевой фазовый сдвиг, суммируется на сумматоре, а верхняя зеркальная полоса, которая получила фазовый сдвиг 180 градусов, вычитается и подавляется. Основной активный полосовой фильтр подключен к выходу сумматора, который является повторителем включенных фильтров верхних частот 3-го и фильтров нижних частот 6-го порядка.

Отфильтрованный полезный сигнал поступает в узел A4, состоящий из усилителя с регулируемым напряжением, промежуточного усилителя и конечного СНЧ, к выходу которого подключены громкоговоритель, детектор АРУ и регуляторы усиления и громкости.

Принципиальная схема узла А3 — основного блока приема и обработки сигналов представлена ​​на рис. 2. Далее по тексту позиционные обозначения деталей функциональных блоков А2, А3, А4 (рис. 2-4. ) будет иметь дополнительную индексацию (2С1, 3С1 и т. д. соответственно), которая на этих рисунках условно не показана. Позиционное обозначение навесных деталей на схеме подключения межкомпонентного приемника рис. 5 не повторяются, поэтому ссылки на них даются без дополнительных индексов.

Сигнал с выхода фильтра диапазона (не показан на схеме, как уже отмечалось, поскольку автор использовал преселектор, описанный в) через согласующий трансформатор 3Tp1 поступает на резистор 3R5, а затем на 4-фазный 3DD1 микшер на базе восьмиканального переключателя 74НС4051. Для увеличения быстродействия переключателя микросхема 3DD1,3DD2 питается от повышенного напряжения питания + 8В от стабилизатора 3DA5, что кажется вполне приемлемым, поскольку практика показывает, что микросхемы серий 74NC, 74AC надежно работают при повышении напряжения питания. до 10В.

Резистор 3R5 улучшает балансировку и выравнивает сопротивление открытого состояния ключей, имея сопротивление около 50 Ом с технологическим разбросом + -5 Ом. На входе переключателя через резистор 3R6, образованный в средней точке резистивного делителя 3R3 3R4, подается напряжение смещения, равное половине напряжения питания, что обеспечивает его работу на максимально линейной Управляющие сигналы на коммутатор поступают от синхронного делителя-счетчика 4, выполненного на D-триггерах микросхемы 3DD2 74NS74, включенных по кольцевой схеме Джонсона.Несмотря на внешнее сходство с цифровым фазовращателем, предложенным В.Т. Поляковым, в этой схеме его основная функция — счетчик.

Функции фазовращателя выполняет внутренняя схема управления самого переключателя, так как применяется нестандартное включение, для наглядности на рис. 2 напротив соответствующих выводов микросхемы 3DD1 указаны фазы выходного сигнала. Нагрузочные конденсаторы подключены к выходу каждого из 4-х фазных каналов, эффективно излучающий полезный сигнал и подавляющий побочные продукты преобразования.Причина такой эффективности в том, что этот 4-фазный смеситель с клавишами + конденсаторами является примером классического цифрового фильтра (или, если хотите, фильтра на переключаемых конденсаторах). Первым, кто использовал это схемное решение для отводов, был описан и запатентован Тейлор, и эта схема называется детектором Тейлора.

Где Rist, Ом — сумма сопротивления антенного контура 50 Ом, преобразованного в 3Рр1 9 раз, т.е. 450 Ом, сопротивления открытого ключа (порядка 50 Ом) и резистора. 3R5, Снагр — это сумма энкодеров 3С8,3С9 в фарадах, а n = 4 — количество переключаемых конденсаторов.В нашем случае расчетное значение частоты среза 3400 Гц — с одной стороны обеспечивает хорошее подавление внеполосных помех, а с другой — вносит заметный дополнительный фазовый сдвиг в полезный сигнал, следовательно, соответствующий емкости во всех 4 каналах должны быть термостабильными и выбираться с точностью не хуже 0,5% (здесь и далее подразумевается точность подбора элементов 4 каналов между собой, по абсолютной величине разброс может составлять до 5%) .Этим требованиям удовлетворяют низкочастотные конденсаторы серий МБМ, К71, К73 и др., А для эффективной фильтрации на высокой частоте они подключаются параллельно керамическим конденсаторам сравнительно небольшой емкости (возможные значения) у200б 1000-4700пф) с термической стабильностью не хуже М1500.

К нагрузочным конденсаторам смесителя через разделительные конденсаторы 3C10, 3C13, 3C16, 3C19 большой емкости (на первый взгляд использование разделительных конденсаторов после смесителя не нужно, так как в идеально работающем смесителе напряжение на нагрузочных конденсаторах то же самое, но на практике из-за некоторой асимметрии на каналах появляется небольшое шумовое напряжение, которое увеличивается при прямом подключении предусилителей, общий шум в 2–3 раза), который должен быть неэлектролитическим, подключенным 3DA1, 3DA2 диодные усилители, входящие в схему дифференциального измерительного усилителя, дополнительно улучшающие симметрию сигнала и подавляющие синфазные помехи (устройства обнаружения АМ, датчики с сетевой частотой и т. д.) пропорционально Cus = 1 + 2 * (3R12 / 3R11), в данном случае 13 раз. Это значение предварительного усиления, по мнению автора, является оптимальным для компенсации потерь в 6-звенном фазовращателе. Резисторы в цепях обратной связи 3R11 … .16 необходимо подбирать с точностью не хуже 0,5%. К выходам дифференциального предусилителя подключен 4-фазный 6-звенный RC-фазовращатель на элементах R17-R40 и C21-C44. Такой фазовращатель, несмотря на увеличенное количество элементов, прост по конструкции.За счет взаимной компенсации фазовых и амплитудных дисбалансов отдельных цепей возможно использование элементов с допуском + -5% по абсолютной величине (разумеется, точность выбора по четверкам должна быть не хуже 0,5%. ) при сохранении высокой точности фазового сдвига. При указанных на схеме значениях элементов расчетное подавление боковой полосы зеркала в диапазоне частот 300–3300 Гц составляет порядка 50 дБ, но практически за счет разброса значений элементов и конечного сопротивления сумматора подавление 41–43 дБ.Далее на входы сумматора 3DA3.1, выполненного на базе дифференциального усилителя с входным сопротивлением 330 кОм и коэффициентом усиления 10, подается 4-х фазный сигнал,

где за счет полученных фазовых сдвигов, сигналы нижней боковой полосы суммируются и усиливаются, а нижние вычитаются и подавляются. Активный основной фильтр частоты сигнала подключен к выходу сумматора. Он выполнен на трех последовательно соединенных звеньях третьего порядка — одном фильтре верхних частот с частотой среза 350 Гц при 3DA3.2 операционных усилителя и два фильтра нижних частот с частотой среза 3000 Гц для операционных усилителей 3DA4.1 и 3DA4.2 соответственно.

Чтобы улучшить изоляцию и уменьшить помехи в цепи питания, каскады сумматора и фильтров запитываются через отдельный интегральный стабилизатор 3DA6. Делитель напряжения 3R52,3R57 обеспечивает напряжение смещения для нормальной работы ОУ 3DA3.2, 3DA4 с униполярным питанием.

Отфильтрованный сигнал с выхода X9 узла A3 поступает на вход X1 узла A4, принципиальная схема которого приведена на рис.3, и через разделительный конденсатор 4C2 в регулируемый каскад усилителя на ОУ 4DA1.1. Его Cus определяется соотношением полного сопротивления резистора 4R4, включенного параллельно цепи ООС, и сопротивления канала сток-исток полевого транзистора 4VT1 КВ307Г (здесь можно использовать любые транзисторы из серии КП302,303,307. которые имеют напряжение отсечки не более 3,5 В при максимальном большом начальном токе стока) на резистор 4R2, и когда напряжение смещения на затворе 4VT1 изменяется от 0 до +4 В, оно изменяется в диапазоне от 3 до 0 , 0005 раз или +10… -66дБ, что позволяет использовать эффективную автоматическую (АРУ) и ручную регулировку общего коэффициента усиления ка (своего рода аналог регулировки ВЧ, привод в супергетеродинах). Цепочка 4R5,4R7,4С4 обеспечивает половину напряжения сигнала на затвор 4VT1, что улучшает линейность управляющей характеристики полевого транзистора, в результате чего уровень нелинейных искажений не превышает 1% даже при входной сигнал 2эф (максимально возможный сигнал на выходе основного полосового фильтра).

Сигнал с выхода 4DA1.2, обеспечивающий усиление 50 для нормальной работы АРУ, подается через пассивный полосовой фильтр 4С13,4R12,4C15, уменьшающий превышение усиления в 4 раза на регулятор громкости. R и далее через одноступенчатый фильтр нижних частот (4R16,4C17) на вход вывода VLF 4DA3 LM386 с Кус = 20.

Передается сигнал с выхода 4DA1.2 по цепочке 4C12,4R11 к детектору АРУ, выполненному на диодах 4ВД1-4ВД5 и имеющему две цепи управления — инерционную на конденсаторе 4С8 и относительно быструю на конденсаторе 4С9, что позволяет улучшить работу АРУ в условиях импульсных помех.Общая точка соединения элементов детектора АРУ ​​подключена к силовому делителю напряжения 4R13, 4R14, который создает начальное напряжение смещения полевого транзистора. Подстроечный резистор 4R15 устанавливает оптимальное начальное напряжение смещения для конкретного экземпляра транзистора и, при необходимости, регулирует начальное значение общего усиления приемника. Резистором Rrf осуществляется оперативная регулировка общего усиления.

Для улучшения изоляции и уменьшения помех в цепи питания входные каскады питаются от отдельного встроенного регулятора 4DA2.Делитель напряжения питания 4R1,4R3 обеспечивает напряжение смещения для нормальной работы ОУ 4DA1 с униполярным питанием.

Принципиальная схема узла 2 (ГПА) представлена ​​на рис. 4

На основе немного модернизированной схемы ГПА от приемопередатчика ДА-98М на базе генератора Колпица. Активный элемент ГПА — транзистор 2ВТ2 включается по схеме эмиттерного повторителя, из-за большого входного сопротивления и малой емкости конденсатора 2С11 шунтирование колебательного контура незначительно.Генератор, собранный по схеме Колпица, известен своей стабильной генерацией, а две ветви отрицательной обратной связи: параллельная (резистор 2R12) и последовательная (резистор 2R14) обеспечивают работу транзистора 2VT2 в режиме постоянной (термостабильной). ) генератор тока. Малая емкость эмиттерного перехода транзистора КТ368А (около 2 пФ) и малое выходное сопротивление каскада создают условия для хорошей изоляции колебательной системы в целом от последующей нагрузки.Емкость коллектора 2VT2 (около 1,5 пФ) во много раз меньше конденсатора 2C8, и не влияет на колебательную систему. Использование малошумящего транзистора КТ368А (с нормированным коэффициентом шума) и перечисленных выше особенностей способствует созданию генератора с хорошей термической стабильностью и низким уровнем бокового (фазового) шума. Эмиттерный повторитель на транзисторах 2ВТ3 (можно заменить на КТ316, КТ325), имеющий малое выходное сопротивление и малую межэлектродную емкость, обеспечивает хорошую развязку задающего генератора от последующих каскадов.

Элементы 2DD1.1 и 2DD1.2 формируют сигнал прямоугольной формы. Триггеры 2DD2.1 и 2DD2.2 предназначены для деления частоты GPA на 2 или 4 для диапазонов соответственно 3,5 или 1,8 МГц. Энкодер, собранный на диодах 2VD7 … 2VD9 и элементах микросхем DD1 и DD3, при подаче напряжения диапазона + 13,8 В обеспечивает выбор соответствующего поддиапазона. При этом триггеры, не участвующие в делении, блокируются, что исключает появление помех от них на частоте приема.С выхода DD3.3 сигнал поступает на счетчик блока преобразования (вход X3 узла A3). Настройка частоты осуществляется варикапами КВ132А и многооборотным потенциометром СП5-39Б, хотя недостатки этого метода настройки хорошо известны. Традиционный метод настройки с переменным конденсатором, конечно, предпочтительнее, а его качественные показатели выше.

Цепочка 2R1, 2C2, 2R5, VD3, 2C5 является частью схемы цифровой автоматической регулировки частоты (ЦАП), реализованной с использованием цифровой шкалы Макеевской, что позволяет работать не только SSB и CW, но и с цифровыми видами связи

Сам генератор работает в диапазоне частот от 28 до 32 МГц.

Следует отметить, что на 40-метровом диапазоне интервал настройки приемника слишком велик и составляет 1 МГц, что приводит к высокой плотности настройки, поэтому для настроечного резистора 2R4 ограничивается значением 28,0 … 28,8 МГц (7-7,2 МГц). В диапазонах 1,8 и 3,5 МГц этот резистор шунтируется открытым ключом на транзисторе 2VT1 (можно использовать KT208, KT209, KT502 с любым буквенным индексом), который замыкается при подаче управляющего напряжения + 13,8 В с переключателя диапазонов. на выход 7 МГц. Транзистор 2ВТ2 выбран на максимальное усиление, не менее 100.Для подбора конденсаторов шлейфа необходимы конденсаторы с разными ТКЕ: МПО, Р33 и М47. В качестве 2DD1, 2DD3 можно использовать серии TTL 555LA4, а вместо

2DD2 — 555TM2, высокоскоростные CMOS KR1554LA4, KR1554TM2 или 74NS10 и 74NS74 соответственно. Диоды КД522 можно заменить практически любыми кремниевыми высокочастотными диодами с малыми обратными токами (например, КД503, КД521).

Соединения приемников межблочных соединений показаны на рис. 5. Все соединения материнской платы высокочастотных цепей выполняются тонким коаксиальным кабелем, а низкочастотные — обычным экранированным кабелем.Регулятор напряжения питания цифровых весов DA1 (Roll 5A или 7805) не сильно нагревается (потребление тока с импортными СЛА не более 200мА.), Поэтому прикрутить его можно в любом удобном месте на корпусе. Резистор пожаротушения R2 мощностью не менее 2Вт. Переменные резисторы R1 (настройка), R3 (регулировка громкости), R4 (регулировка усиления) и переключатели SA1 (включение аттенюатора -20 дБ), SA2 (переключатель диапазона), SA3 (включение ЦАП) расположены на передней панели. Платы в приемнике установлены на металлических стойках, но это не исключает наличия дополнительной шины заземления, соединяющей все платы между собой.

О подробностях. Как отмечалось выше, для успешного повторения некоторые положения резисторов и конденсаторов блока A3 требуют предварительного выбора. С помощью цифрового омметра, например, китайского цифрового фотоаппарата, легко уловить пары или четверки до третьей цифры с учетом того, что, как правило, абсолютное значение может иметь разброс до 5 %. Многие модели мультиметров также имеют режимы измерения емкости, что также упрощает подбор конденсаторов.Для выбора конденсаторов автор применил приставку к частотомеру для измерения индуктивности, подключив к нему катушку с индуктивностью в несколько десятков микрограмм. После этого, подключая конденсаторы «на весу», отбираем те, которые дают близкие значения частот. Разброс значений для конденсаторов из одной заводской партии небольшой. Если конденсаторы из одной коробки, то, как правило, из десятка получалось подобрать две четверки с точностью не хуже 1%. Несмотря на кажущуюся сложность подбора, автор потратил не более часа на подбор всех четырех резисторов с точностью до 3 разряда и конденсаторов с точностью до 2 разряда.

Конденсаторы фазовращателя должны быть термостабильными, ни в коем случае нельзя использовать низкочастотную керамику групп ТКЕ Н30, Н70 и Н90 (емкость последних может меняться почти в 3 раза при колебаниях температуры). Можно применять металлобумагу МБМ, пленку и металлопленку серии К7Х-ХХ. Конденсаторы одного и того же типа желательно использовать в составе активных фильтров и изолирующих фильтров в каскадах УНЧ, поскольку они определяют АЧХ. В этом случае допустимый диапазон оценок может составлять 10%, и в этих узлах с большим успехом можно применять экземпляры, не прошедшие выбор для фазовращателя.

Блокировка керамическая и электролитическая может быть любого типа. №

Катушка L1 с индуктивностью около 0,8 мкГс генератора плавного диапазона намотана на ребристый керамический каркас диаметром 12 мм. Он имеет 12 витков провода ПЭВ-2 0,5-0,7 мм, уложенных в паз с шагом 1 мм и помещенных в экран, который можно использовать, например, в корпусе от реле РЭС-6.

Согласующий трансформатор 3Тр1 содержит 15-18 витков тройного скрученного провода диаметром ПЭЛШО (ПЭВ, ПЭЛ), также можно использовать 0.1-0,25 мм с небольшой закруткой (3 витка на см) на ферритовом кольце диаметром 7-10 мм с проницаемостью 1000-2000 Дроссели высокочастотные — ДМ-0,1 номиналом 50-200 мкг , их можно намотать на ферритовых кольцах диаметром 7-10 мм с проницаемостью 1000-2000, достаточно 25-30 витков с проволокой диаметром 0,15-0,3 мм.

Детали, устанавливаемые путем монтажа на шасси (см. Рис. 5), могут быть любого типа. Исключение составляет многооборотный переменный резистор R1 СП5-39Б. Этот резистор должен быть качественным.Нестабильность сопротивления, неравномерность его изменения существенно ухудшат работу приемника. При необходимости его можно заменить двумя обычными потенциометрами, включенными в соответствии с рис. 6.

Особые требования к остальным частям, если таковые имеются, указаны выше при описании узлов.

Строительно-монтажные работы. Большинство деталей приемника смонтировано на трех печатных платах, соответствующих трем его блокам А2 (рис.7), А3 (рис. 8), А4 (рис. 9), из двухстороннего фольгового стеклотекстолита. Вторая сторона служит общим проводом и экраном. Отверстия вокруг выводов деталей, не соединенных общим проводом, следует утопить сверлом диаметром 2,5-3,5 мм. Крестиком помечены выводы деталей, подключенных к общему проводу. Архив с авторскими чертежами печатных плат в формате lay может быть

Фото смонтированных узлов и приемника в целом

Установка приемника должна начинаться с узел A2 GPA, который отключен от основного узла на время настройки.Сначала необходимо подать напряжение около 2,7 В на вывод 2X1 от вспомогательного делителя и замкнуть перемычкой конденсатор 2C12. После подачи напряжения питания необходимо подобрать резистор 2R12 для установки напряжения на эмиттере транзистора 2VT2 порядка 1,4–1,6 В при использовании в качестве 2ДД1 ТТЛ серии 1533LA4.555LA4 или 2,3–2,6 В для КМОП КР1554ЛА4. .74NS10 используются. После этого можно снять перемычку и подать управляющее напряжение питания на вывод 2X8 (включение 1.Диапазон 8 МГц). К выходу ГПА (вывод 2Х12) подключена цифровая шкала или частотомер через резистор сопротивлением 200 … 300 Ом. Перемещая двигатель резистора R1 в верхнее положение по схеме, подбирая конденсатор 2C12 и настраивая 2C10, устанавливают частоту генерации чуть ниже 7000 кГц (5 … 10 кГц). Затем резистор двигателя R8 переводится в нижнее положение по схеме. Рабочая частота должна быть немного выше 8000 кГц.Если этого сделать нельзя и перекрытие меньше, то следует установить конденсатор 2C9 большей емкости и наоборот, если перекрытие больше, емкость 2C9 следует немного уменьшить. Поскольку емкость этого конденсатора незначительно влияет на частоту ГПА, после изменения его значения следует еще раз проверить перекрытие ГПД по частоте. Достигнув требуемого значения в диапазоне 1,8 МГц, GPA переводится в диапазон 7 МГц путем подачи управляющего напряжения питания на клемму 2X9.Затем движок резистора R8 переводят в нижнее положение по схеме, и путем настройки резистора 2R4 частота генерации чуть выше 28800 кГц. На последнем этапе установления ГПА частота генератора проверяется и при необходимости термокомпрессируется известными методами. В авторской версии использовались контурные датчики с ТКЕ М47 без дополнительной термокомпенсации. При этом на частоте 7 МГц начальное превышение частоты за первые 2 минуты не превышало 800 Гц, а впоследствии нестабильность частоты составила менее 100 Гц за 15 минут.При включении ЦАП частота не менялась несколько часов.

Основной блок обработки сигналов (узел А3) и УНЧ (узел 4) не требуют регулировки при использовании деталей с требуемыми номиналами и отсутствием ошибок в установке.

Последним шагом в установлении тракта приема является установка порогового значения АРУ и пределов регулировки усиления. Для этого ползунок резистора R3 Volume и резистора R4 Gain (см. Рис. 5) устанавливают в левое положение согласно схеме, а ползунок подстроечного резистора 4R15 — в правое.

Подключите резистор 50 Ом ко входу приемника.

Осциллограф или авометр подключаются к выходу приемника параллельно динамику (клеммы 4X7,4X8) в режиме измерения переменного напряжения.

Перемещая ползунок подстроечного резистора 4R15, найдите положение, в котором шум начинает уменьшаться, и дальнейшим перемещением установите уровень шума, который еще «не давит на уши» (по словам автора, около 30-40 мВ). Это будет оптимальная установка порога АРУ ​​(начало работы порядка 2-3 мкВ) и суммарного начального усиления (порядка 120-150 тысяч).

Список литературы

1. Титц У., Шенк К . Полупроводниковые схемы. — М .: Мир, 1982, с.
2. Горовиц П., Хилл U . Искусство схемотехники: Том 1. — М .: Мир, 1983
3. С. Беленецкий. Простой преселектор для многодиапазонного приемника . Радио 2005, № 9, с. 70-73 или
4. В. Абрамов (UX5PS) С. Телехников (RV3YF) Коротковолновый приемопередатчик «Дружба-М» ». http://www.cqham.ru/druzba-m.htm .
5. Денисов А. Цифровая шкала — частотомер с ЖК-индикатором и автоматической регулировкой частоты. http://ra3rbe.qrz.ru/scalafc.htm
6. Поляков В . Радиолюбители о технике прямого преобразования. — М .: Патриот, 1990.
7. Р. Грин. Радиочастотный микшер с защитой от болтов. — «Слово электроники + слово беспроводной связи», № 1/99, с. 59

8. «Идеальный» микшер для приемника прямого преобразования G. Брагин http://www.cqham.ru/trx41_01.htm

9.Д. Tayloe, N7VE, «Письма в редакцию, заметки об« идеальных »коммутирующих смесителях (ноябрь / декабрь 1999 г.),« QEX, март / апрель 2001 г., стр. 61

1. Г. Брагин. Модернизированный ГПА для приемопередатчика «ДА-98М». — Конструкция радиостанции N 14, стр. 3-7
.

11. Приставка для измерения индуктивности в практике радиолюбителя. С. Беленецкий.-Радио, 2005, № 5, с.26

j. Радио, 2005 № 10, 11

Доработка приемника. Как отмечается в описании приемника, из-за конечного сопротивления сумматора степень подавления боковой полосы зеркала намного ниже теоретической (особенно это заметно в многорычажных фазовращателях-полифайзерах). Основной способ улучшить работу полифайзера (до теоретических пределов) — увеличить входное сопротивление сумматора на порядки (!), Например, с помощью повторителей напряжения на ОУ или на поле. В процессе дальнейших испытаний и экспериментов с приемником была проведена доработка схемы, позволившая EASY получить подавление, близкое к теоретическому пределу.При этом конструкция ствольной коробки даже немного упрощена.
Для этого необходимо (резисторы R41, R45 и конденсатор C46 снять, резистор R46 увеличить до 33 кОм, а резистор R44 заменить проволочной перемычкой (см. Схему на рис.2 или J . Радио, 2005, № 10 с. 61-64). На печатной плате (см. Рис. 8) разъединить соединение (разрезать дорожки) в 2-х местах

1. между точками соединения R37, C42 и R38, C43
2.между точками соединения R39, C44 и R40, R42, C41.
Теперь сигнал снимается с фазовращателя в одной точке через неинвертирующий вход операционного усилителя (входное сопротивление не менее сотен МОм). При этом ИЗМЕРЕНИЕ коэффициент передачи близок к 1. Интересно, что в этой схеме не нужен дополнительный сумматор, так как однодиапазонный сигнал хороший, его качество уже Сформировано (!!!) в фазовращателе. сам. Причем, вне зависимости от точки захвата сигнала, я постарался снять сигнал со всех четырех цепей, конечно, по очереди.Впервые такое схемное решение промелькнуло на http://www.hanssummers.com/radio/polyphase/
И, честно говоря, я не обратил на него серьезного внимания —
документация делалась вручную, по частям — я подумал, что автору лень дорисовать еще 3 ОУ на выходе фазовращателя. Пока на практике не убедился — работает и работает хорошо!
Конечно, это в определенном смысле компромиссное решение, позволяющее получать простые результаты в приемнике за счет отказа от классического метода сбора сигналов.При этом (здесь позволю себе процитировать пояснительный комментарий В.Т.Полякова из личной переписки по поводу способов снятия сигналов с полифайзера) «если еще и с синфазного выхода наоборот убрать сигнал, инвертировать и сложить. к первому, то выходное напряжение увеличится вдвое. Причем, если оставшиеся два выхода будут подключены к уже используемым, выходные напряжения будут меньше зависеть от фотоэлектрической нагрузки. Видимо, создатель этой фотоэлектрической панели с совершенно непроизносимым русским именем Аргументировал это Гшвиндт, опубликовавший схему либо на немецком, либо в венгерском журнале в 70-х годах.

После такой доработки общий Кус получается порядка 130-150 тысяч, уровень собственных шумов на выходе порядка 27-30мВ — значения, которые на мой взгляд оптимальны и не нуждаются в быть отрегулированным. Вы можете скачать версию чертежей печатных плат от Павла Семина ( сёмин) , выполненную в Sprint Layout 4.0 уже с учетом этой доработки, в которой удалось немного уменьшить размеры плат.

С момента публикации описания ресивера несколько коллег уже повторили дизайн и остались довольны качеством работы этого ресивера.Ниже также в качестве примера фотографии дизайна Игоря Треда ( Робин ). Игорь сделал вариант печатной платы Павла Семина.

Важным моментом является то, что при повторе приемника Игорь столкнулся с небольшой проблемой (это единственный известный мне случай, но я хочу рассмотреть этот вопрос более подробно — может быть полезно кому-то) — из-за недостаточной амплитуды (менее 0,25 В эфф) на выходе ГПА при включении диапазона 7 МГц нестабильно, вплоть до самовозбуждения на СВЧ, триггеры 74НС74 сработали.Причина, на мой взгляд, была в сочетании неудачного экземпляра 1533LA4, усиление которого сильно падает на частотах порядка 29-30МГц и напряжения смещения триггера DD2.1 (см. Рис.2), которое , из-за разброса сопротивлений R1, R2, может отличаться от оптимального. Лучше всего будет поставить более удачный экземпляр микросхемы DD3 (см. Рисунок 4) или «поиграться» со значениями R1, R2 (см. Рисунок 2), но это легко сделать, если микросхемы устанавливаются на панели.Но что, если они запечатаны в плате? Осталось выбрать смещение со значениями R1, R2 или поступить как Игорь. Оставив напряжение питания переключателя неизменным на уровне 8 В, он снизил напряжение питания микросхемы DD2 до 6 В, тем самым увеличив относительную амплитуду сигнала GPA по отношению к порогу срабатывания триггера, которая почти прямо пропорциональна напряжению триггера.

Проще всего это сделать, подав питание на DD2 через резистор 62-100 Ом (выбирается стабильной работой триггеров в диапазоне 7 МГц).Последним нужно включить в разрыв печатного проводника (см. Рис. 8) между ножкой 16 DD1 и конденсатором С2.

Игорь не подбирал конденсаторы для полифайзера-фазовращателя — поставил с одной партии. Тем не менее степень подавления верхнего борта оказалась высокой — а значит, у конструкции есть определенный технологический запас. Игорь ( Робин ) очень доволен работой ресивера. При сравнительном прослушивании передачи на Радио-76М2 и настоящего RFP она отдает предпочтение последнему, отмечая его особую мягкость звука и прозрачность передачи.

Наконец-то Хочу поблагодарить коллег и единомышленников на форуме http://forum.cqham.ru/viewtopic.php?t\u003d4032

(Валерий RW3DKB, Сергей US5QBR, Андрей WWW, Павел Сёмин, Юрий UR5VEB, Александр Т, Олег_Дм., Тадас, Александр М, Alex007, Кестутис, US8IDZ, K2PAL, Виктор, Игорь Робин и многие другие), посвященный проблемам и пути развития T / SPT, тех, чей энтузиазм и фанатическая любовь к технике ПРЯМОЙ ТРАНСФОРМАЦИИ пробудили во мне, да и во многих, интерес и желание снова заняться SPT, тех, кто тщательно и неустанно поддерживал настоящий водопад информации со всего мира мир о новых продуктах и ​​подходах, современных концепциях, методах и схемных реализациях технологии PP.Спасибо всем вам, друзья. Нас уже много — любителей ТЕХНОЛОГИИ ПРЯМОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ.

С удовлетворением могу отметить, что конструкция действительно получилась легкой и доступной в повторении, при этом параметры отличные, не хуже заявленных!

Например, коллега Олег Потапенко, имеющий возможность инструментальных измерений после тщательного измерения, получил чувствительность 0,6 мкВ, DD2 порядка 107-109 дБ и подавление верхней стороны — более 54 дБ).Несомненный интерес представляют его измерения DD3 SPP двухчастотным методом, для чего использовались генераторы с низким фазовым шумом

aeroflex IFR2040 (также известные как IFR, еще раньше — Marconi).
1. Подключаем к ИСО два GSS IFR2040 через сумматор с затуханием 3 дБ.
Выходы обоих генераторов выключены — ВЫКЛ.
Измеряем напряжение шума на выходе СПТ с помощью милливольтметра В3-38Б.
Уш = 19,5мВ
2. Измеряем чувствительность
Настраиваем генераторы
F1 = 3.3329 МГц (рабочий) выход — ВКЛ (включен)
F2 = 3,4349 МГц (помехи2) выход — ВЫКЛ (отключен)
Даем сигнал Uс1 = -111,8 дБм, при котором Uвых = 62 мВ (S / N \ u003d 10 дБ)
Если прибавить 3 дБ сумматора, получим

S = -114,8 дБм при S / N = 10 дБ.

3. Включить шум с разносом 50 кГц, взять на частоте 2F1-F2 = 3,3329 МГц
F1 = 3,3839 МГц (помеха1) на выходе — ВКЛ
F2 = 3,4349 МГц (помеха2) на выходе — НА
Установите равные амплитуды сигналов
Uс1 = Uс2 = -13.3 дБм, при котором Uвых = 62 мВ
4. Рассчитываем DD3 = -13,3 — (- 111,8) = 98,5 дБ

II. Для разнесения 20 кГц

F1 = 3,3539 МГц (помеха1)
F2 = 3,3749 МГц (помеха2)
Us1 = Us2 = -14,3 дБм и DD3 = -14,3 — (- 111,8) = 97,5 дБ

После этого измерил чувствительность без сумматора.
1. Закорачиваем вход СПП через 51 Ом Уш = 17,5мВ
S = -116 дБм, при С / Ш = 10 дБ (Uвых = 55 мВ)
2.Для разноса 50 кГц я еще раз замерил DD3
Uс1 = Uс2 = -14 дБм (или 44,6 мВ) при котором на выходе 55 мВ
DD3 = -14 — (- 116) -3 = 99 дБ

Приемник без корпуса, без экранирования, самодельный кварцевый генератор с кварцевым двухкристальным фильтром на выходе, блок питания В5-29 (+14 В). Сигнал подавался без ДПФ, прямо на вход транс смесителя.
Очевидно, именно из-за отсутствия экранирования значения Uш, S несколько плавают от измерения к измерению.,

Удовлетворенный дизайном ламп и современных компонентов, в последние годы я испытывал ностальгию по проектам на германиевых транзисторах.

Прочитав на форумах, что мол из-за несовершенства технологии производства их параметры со временем сильно деградируют, для проверки резервов даже приобрел промышленный измеритель параметров транзисторов и маломощных диодов L2 -54.

Я испытал более сотни различных экземпляров транзисторов и с удовлетворением могу отметить, что ни один не был забракован — все как минимум с полуторным (а чаще всего в 2-3 раза) запасом соответствуют справочным данным.Так что нанять их вовсе не грех, тем более что в юности многие из них были столь же желанными, сколь и недоступными.

И начнем традиционно — с uLF корпусов .

Ряд популярных и по сей день любительских радиоприемников, например, сделаны на германиевых транзисторах и предназначены для работы с востребованными сейчас высокоомными наушниками. Рекомендованные там простые эмиттерные ретрансляторы для увеличения выходной мощности способны обеспечить более-менее приличный звук только на подключенных наушниках с низким сопротивлением (100-600 Ом) или на низкоомную нагрузку (современные наушники 4-16 Ом или динамик). через трансформатор с сопротивлением не менее 1/5 (1/25 сопротивления) и все еще на низком уровне искажения, такие как ступенька, сильно влияют.Можно, конечно, попробовать тупить там современные УНЧ на ИС, но они требуют положительного питания. Можно пойти еще дальше и перенести конструкции на современные транзисторы, но … «изюминка» потеряна, вкус времени — «ностальгия», так что это не наш путь.

Существенно улучшить качество звука при низкоомной нагрузке и обеспечить громкий прием поможет усилитель мощности с глубоким ООС (рис. 1 обведен синей рамкой), подключенный вместо высокоомных наушников.

Как видите, его схема почти классическая 60-70гг. Отличительной особенностью является глубокий (более 32 дБ) ООС по постоянному и переменному току (через резистор R7), обеспечивающий высокую линейность усиления (на средних уровнях Kg менее 0,5%, на низких (менее 5 мВт) а максимальная мощность (0,5 Вт) кг достигает 2%). Несколько необычное включение регулятора громкости обеспечивает увеличение глубины ООС при уменьшении громкости, за счет этого удалось сделать УНЧ более экономичным (ток покоя всего УНЧ ПЧ не более 7 мА) при практически нет искажений типа «ступенька».Конденсатор C6 ограничивает полосу пропускания примерно до 3,5 кГц (без него превышает 40 кГц!), Что также снижает уровень собственных шумов — УНЧ очень тихий. Уровень шума на выходе составляет примерно 1,2 мВ! (с заземленной левой клеммой C1). Всего кусь от входа (с левого терминала С1) примерно 8 тысяч. уровень собственных шумов, приведенных к входу, составляет примерно 0,15 мкВ. При подключении к реальному источнику сигнала (ФНЧ) из-за текущей составляющей уровень собственного шума, подаваемого на вход, увеличивается до 0.3-0,4 мкВ.

В выходном каскаде используется недорогой и надежный GT403. УНЧ способен выдавать «большую мощность» и большую мощность (до 2,5 Вт при нагрузке 4 Ом), но тогда необходимо будет установить транзисторы на радиаторах и / или использовать более мощный (P213, P214, и т.д.), но, на мой взгляд, 0,5 Вт и современного чувствительного динамика «за глазами» хватает даже при прослушивании музыки. Для НЧ усилителя подходит практически любой германиевый низкочастотный транзистор соответствующей структуры и не менее 40 транзисторов из транзисторов h31e не менее 40 (Т2, Т3, Т4 – МП13–16, МП39–42, Т5– МП9–11. , МП35-38).Если вы планируете использовать этот УНЧ в RFP, то вам нужно, чтобы T1 был малошумным (P27A, P28, MP39B). Для выходного каскада пары Т4, Т5 и Т6, Т7 желательно выбирать с близкими (не хуже + 10%) значениями h31e.

Из-за глубокого ООС для постоянного тока режимы СНЧ устанавливаются автоматически. При первом включении проверяется ток покоя (5-7 мА) и при необходимости выбирается требуемый более удачный экземпляр диода. Вы можете упростить эту процедуру, если воспользуетесь китайским мультиметром.Он в режиме непрерывности диода пропускает через диод ток величиной примерно 1 мА. Нам нужен экземпляр с падением напряжения порядка 310-320 мВ.

Для тестирования был выбран мощный УНЧ простой двухдиапазонный ПЧ RA3AAE. Давно хотел попробовать, но как-то все руки не доходили, но вот такая возможность (привет!).

Я тут же внес небольшие корректировки в схему (см. Рис. 3), которые здесь и опишу. Все остальное, в том числе и процесс настройки, смотрите в книге.

В качестве двухзвенного фильтра нижних частот он традиционно использовал универсальную головку магнитофона, которая обеспечивает повышенную избирательность для соседнего канала. Катушка фильтра нижних частот имеет довольно большую внутреннюю емкость, поэтому существенно нагружает ГПА, особенно если это не намотка ПЕЛШО, а простой провод типа ПЭВ, ПЭЛ (включая магнитофоны). При этом собственная емкость катушки настолько велика, что запустить ГПА с нормальной амплитудой на диодах очень сложно — с этим сталкивались многие коллеги.Поэтому снимать сигнал GPA лучше не с катушки ретракции, а с катушки связи, что устраняет все эти проблемы и при этом полностью исключает попадание напряжения GPA на вход СНЧ. Чтобы не заморачиваться с намоткой, нашел подходящие готовые катушки и вперед, потестил ИСО и неожиданно нарвался на серьезные «грабли» — при переходе на дальность 40м амплитуда сигнала ГПА на катушке связи уменьшается на 2 раза! Ладно, подумал я, может, у меня гранаты, то есть катушки, не той системы (привет!).Нашел кадры и перемотал строго по автору (см. Фото)

и тут надо отдать должное Владимиру Тимофеевичу — он без дополнительных жестов сразу попал в указанные диапазоны частот — как входных цепей, так и ГПД.

Но … проблема остается, а это значит, что оптимально настроить смеситель на оба диапазона невозможно — если на одном выставить оптимальную амплитуду, то на другом диоды будут либо замкнуты, либо почти постоянно открыты.Возможен лишь некий средний, компромиссный вариант установки амплитуды ГПД, когда смеситель будет более-менее работать на обоих диапазонах, но с повышенными потерями (до 6-10 дБ). Решением проблемы оказалось поверхностное — использовать свободную группу коммутации в тумблере для переключения резистора эмиттера, которым мы будем выставлять оптимальную амплитуду ГПД на каждом диапазоне. Чтобы контролировать и регулировать оптимальную амплитуду ГПД, мы применяем тот же метод, что и в.

Для этого слева (см. Рис.3) выход диода D1 переключен на вспомогательный конденсатор 0C1. В результате получился классический выпрямитель GPA с удвоением. Такой «встроенный высокочастотный вольтметр» дает нам возможность реально проводить прямое измерение режимов работы конкретных диодов от конкретного ГПА непосредственно в рабочей цепи. Подключив мультиметр для контроля к 0С1 для контроля постоянного напряжения, выбрав эмиттерные резисторы (от начала R3 в диапазоне 40м, затем R5 до 80м) добиваемся напряжения +0.8 … + 1 В — это будет оптимальное напряжение для диодов 1N4148, КД522, 521 и т. Д. Вот и вся настройка. Припаиваем вывод диода обратно на место, а вспомогательную цепь снимаем. Теперь при оптимально работающем смесителе можно оптимизировать (увеличить) его подключение к входной цепи (отвод делается не с 5, а с 10 витков L2), тем самым увеличив инстинкт на 6-10дБ на обоих диапазонах.

Силовая цепь мощного двухтактного СНЧ может вызывать большие пульсации напряжения, особенно при питании от батарей.Поэтому для питания GPA использовался экономичный параметрический стабилизатор напряжения на Т4, а в качестве стабилитрона использовался обратносмещенный эмиттерный переход КТ315 (который был под рукой). Выходное напряжение стабилизатора выбирается порядка -6 ..- 6,5В, что обеспечивает стабильную частоту настройки при разряде аккумулятора до 7В. Из-за пониженного напряжения питания ГПА количество витков катушки связи L3 увеличено до 8 витков. Но у КТ315 разброс напряжения пробоя эмиттерного перехода достаточно большой — первый давал 7.5в — многовато, второй выдал 7в (см. Графики)

— уже хорошо, применив кремниевый KT209v в качестве Т4, я получил необходимое -6,3в. Если не хочется заморачиваться с подбором, можно поставить КТ316 как Т5, тогда Т4 должен быть германиевым (МП39-42). Тогда для унификации имеет смысл поставить КТ316 в ГПД (см. Рис. 4), что положительно скажется на стабильности частоты ГПД. Это как раз тот вариант, который у меня сейчас работает.

Принципиальная схема приемника прямого преобразования на транзисторах.Назначение узлов.

1. Преселекторный усилитель радиочастоты.

Задача этого блока — ослабление сильных внеполосных мешающих сигналов, боковых каналов приема, соответствующих частотам 2Fget., 3Fget. и т. д. и увеличение минимального уровня принимаемых сигналов в заданном диапазоне до уровня шума преобразователя (2), что способствует увеличению чувствительности приемника.

Преселекторный усилитель — цепь

Фиг.3. Схема полосового фильтра.

2. Преобразователь частоты.

Преобразователь напрямую преобразует радиочастоту (RF) в частоту звука (RF). Он должен иметь высокий коэффициент передачи, низкий уровень шума (для повышения чувствительности). В конструкции использован смеситель на антипараллельных диодах.

3. Гетеродин.

Гетеродин — генератор высокочастотных колебаний малой мощности. Гетеродин во многом определяет качество приема радиостанции.Первое, очень важное требование к гетеродину — это высокая стабильность его частоты. Любая небольшая нестабильность гетеродина приведет к изменению тона телеграфа или спектра телефонных сигналов. Другое, не менее важное требование — отсутствие модуляции сигнала гетеродина шумом, переменным фоном и изменениями питающего напряжения. Плавная настройка частоты гетеродина осуществляется с помощью переменного конденсатора.

Схема гетеродина показана на рис.4.

4. Фильтр нижних частот (low-pass filter).

Фильтр нижних частот должен подавлять низкочастотные сигналы, частота которых является верхней границей речевого спектра (> 3 кГц). Качество фильтра определяется в первую очередь количеством фильтрующих ссылок (порядком). В конструкции приемника используется однолинейный индуктивно-емкостной фильтр.

Схема фильтра нижних частот 5.

5. Усилитель звуковой частоты (УВЧ).

В приемнике прямого преобразования почти все усиление происходит в ультразвуковом сканере.У него должен быть большой выигрыш, около 10 тысяч. … 100 тысяч. раз, по возможности с самым низким уровнем шума, достаточно мощности для обеспечения работы телефонов или громкоговорителей. Устройство ультразвуковой защиты должно быть хорошо защищено от помех электромагнитных волн непосредственно на его входе, помех от источника питания.

Усилитель звуковой частоты (УВЧ). Рис. 6.

Данная конструкция обеспечивает прием сигналов на наушники с сопротивлением 50 Ом.

Конструкция и детали.

Список оценок б / у запчастей:

Преселекторный усилитель, преобразователь (1,2) см. Рис. 2.

Резисторы (0,25 Вт):

• R1 — 560 Ом,
• R2 — 10 Ом
• R3 — 100 Ом,
• R4 — 10 Ом,
• R5 — 1,8 кОм.

Конденсаторы:

• C1 — 10 л,
• C2 — 0,1 мкФ,
• C3 — 10 л,
• C4 — 10 шт.

Диоды VD1, VD2 — КД503А.

Транзистор VT1 — КТ3102Г.

• Трансформатор Т1 — на ферритовом кольце 2000 НМ, 18 витков ПЭВ-0,15, обмотка в три скрученных провода.

Гетеродин. (3) Рис. 4.

Резисторы:

• R1 — 12 Ком,
• R2 — 12 кОм,
• R3 — 680 Ом,
• R4 — 220 Ом.

Конденсаторы:

• C1 — 220 пФ,
• C2 — 5-50 пФ КПЭ,
• C3 — 220 пФ,
• C4 — 470 пФ,
• C5 — 510 пФ,
• C6 — 0.1 мкФ.

Диод VD1 — КС168А.

Транзистор VT1 — КТ315А.

Фильтр низких частот (LPF). (4) рис. 5.

Конденсаторы:

Дроссель Т1 — на ферритовом кольце 2000 НМ, 250 оборотов ПЕЛШО-0.12.

Усилитель звуковой частоты (УВЧ) (5) Рис. 6.

Резисторы:

• R1 — потенциометр, 4,7 кОм,
• R2 — 22 кОм,
• R3 — 12 кОм,
• R4 — 10 кОм,
• R5 — 47 кОм,
• R6 — 47 кОм,
• R7 — 2.2 кОм,
• R8 — 12 кОм,
• R9 — 2,4 кОм.

Конденсаторы:

• C1 — 10 мкФ,
• C2 — 4,7 мкФ,
• C3 — 47 мкФ,
• C4 — 10 мкФ.

Транзисторы:

• VT1 — КТ3102Г,
• ВТ2, ВТ3 — КТ315А.

Итак, рация прошла испытания на коллективной радиостанции и показала хорошие результаты: были слышны многие российские и зарубежные радиостанции.Приемник отлично подходит для начинающего любителя, чтобы наблюдать за дальностью до 40 метров. Автор работы: Голубкин Николай Сергеевич, г. Ростов-на-Дону.

Обсудить статью ПРИЕМНИК ПРЯМОГО ТРАНСФОРМА

Приемник предназначен для работы на частотах всех любительских диапазонов от 160 метров до 10 метров. Приемник собран по схеме прямого преобразования, имеет чувствительность не хуже 0,5 мкВ. Он может принимать сигналы от радиостанций, работающих по телефону (SSB) и телеграфу (CW).Органы управления приемником — это три гетеродина и входных контура, одна настраиваемая с помощью одного двухсекционного конденсатора, регулятор чувствительности, регулятор громкости.

Изображение, доступное для клика

Приемник прямого преобразования для начинающих радиолюбителей пользуется неослабевающим интересом. Описанная конструкция работает на широких диапазонах 80 м и 40 м. Так как большой интерес вызывают системы с прямым преобразованием частоты. Схема приемника прямого преобразования была разработана для 80 и 40 метров. На не дорогих и популярных запчастях, которые есть практически в каждой радиолюбительской коробке.При хорошей передаче приемник обеспечивает прием как телеграфных (CW), так и (SSB) сигналов в диапазонах 3,5-17 МГц. Одним из недостатков прямого преобразования является прием двух сигналов.

Как это работает?

Принцип прямого преобразования частоты уже неоднократно объяснялся. Но следует помнить, что акустический сигнал получается как разность частот входного сигнала и сигнала от генератора.

Показана принципиальная схема приемника с прямым преобразованием.

— переключатель диапазонов PZ1 80 / 40м

Переключение контуров LC (вход и генератор)

— потенциометры: P1 (регулировка громкости), P2 (грубая регулировка), P3 (точная)

— транзистор T5 для малошумящих наушников

— выключатель питания PZ2 с Li-Ion 2 × 3,7 В аккумуляторами (позволяет переключаться с внешнего источника питания 12 В на внутренний)

Далее следим за сигналом в цепи с прямым преобразованием с антенны на наушники.Вход P1 выполняет функцию аттенюатора и одновременно регулятора громкости на входе антенны. Следующий элемент — резонансный контур, это входной фильтр 40 м, сигнал фильтрации с антенны на вход усилителя — транзистор Т1 (переключатель PZ1 в верхнем положении, как на схеме). Конденсатор С1 вместе с основной катушкой L1 создает резонансный контур на частоте около 7,1 МГц. После установки переключателя PZ1 в нижнее положение конденсатор C1 будет подключен к конденсатору C17, изменяя частоту резонансного контура примерно на 3.7 МГц.

Входной сигнал после усиления с помощью T1 направляется на смеситель, состоящий из двух импульсных диодов D1-D2, соединенных в противоположных направлениях. Система работает как ключ, замыкая цепь с частотой, равной удвоенной частоте генератора. Важным свойством такого смесителя является то, что генератор должен быть настроен на частоту, которая вдвое превышает частоту входного сигнала, что очень важно из-за большей стабильности генератора и меньшей способности проникать в сигнал генератора. антенна.

Потенциометр R4 используется для точной балансировки детектора. Генератор YFO на транзисторе Т2 подает сигнал детектора в диапазоне 3500-3600 кГц для диапазона 40 м и 1750-1900 кГц для диапазона 80 м.

Рабочая частота генератора определяется рабочей частотой контура L2C5. Катушка L2 имеет отвод от середины обмотки и работает в диапазоне 40 м (нижняя половина замыкается на землю с помощью второй секции переключателя PZ1, как на схеме).Установка частоты генератора реализована с помощью варикапа Д3 типа ВВ112.

В этом случае настройка происходит путем изменения напряжения, подаваемого на катод варикапа с потенциометра P2 (базовая настройка). Дополнительный потенциометр P3 работает как простой прецизионный тюнер. Что обеспечивает точную настройку принимаемой станции (диапазон настройки непостоянен и является наибольшим в верхней части диапазона частот). Лучшим решением для регулировки точности и комфорта было бы использование многооборотного потенциометра, но без шкалы вы не можете даже определить приблизительную частоту приема.

Калибровка частоты сверху (прием 7,2 МГц) позволяет использовать конденсатор C19. Дополнительный конденсатор C18 полезен для калибровки частоты 3,8 МГц (возможно, нет необходимости выбирать точное количество витков катушки).

Диапазон настройки генератора в диапазоне 40 м ограничен снизу резистором R16.

После установки переключателя PZ1 в нижнее положение (диапазон 80 м) вся обмотка L2 работает, а диапазон настройки увеличивается добавлением дополнительного резистора R14.При правильной настройке диапазонов генератора в крайних положениях потенциометра P2 принимаются любительские диапазоны 3,5–3,8 МГц и 7,0–7,2 МГц.

На следующих двух транзисторах Т3 и Т4 построен двухкаскадный усилитель НЧ. Для подключения наушников на выходе был добавлен дополнительный эмиттерный повторитель на транзисторе Т5. При использовании стереонаушников подключайте их параллельно через соответствующее контактное соединение в гнезде для наушников.

Благодаря переключателю PZ2 можно запитать приемник от внешнего источника питания около 12 В или от внутренних батарей, что удобно.Например, при работе в поле или устранении помех от источника питания.

В любом случае схема генератора питается стабилизированным напряжением 5 В, полученным от стабилизированного источника питания 78L05.

Монтаж и пусконаладка приемника прямого преобразования на 80 и 40 метров.

Вся схема приемника собрана на односторонней плате (рисунок).

Конечно, такую ​​доску можно приготовить вручную, взять фольгу из стеклопластика размерами 100 × 75 мм, вырезать в виде квадратов со стороной около 8 мм.Такие участки, изолированные от общей проволоки, можно изготовить любым способом (травлением, фрезерованием или резаком).

Монтаж приемных элементов на печатной плате показан на рисунке.

На другой стороне платы находится внутренний источник питания и все элементы управления и разъемы.

Разъемы (антенна, питание и наушники) были прикреплены к задней части приемника, а потенциометры (P1, P2, P3) были установлены на передней панели. Слева был переключатель диапазонов PZ1 рядом с катушками L1 и L2.Корпус ствольной коробки был изготовлен из планок стеклопластика высотой 40 мм, спаянных с монтажной пластиной. Верхняя и нижняя части корпуса также могут быть выполнены из стеклопластика или алюминиевого листа. Конечно, каждый может выбрать другой металлический корпус, но предложенная конструкция хорошо выполняет свою задачу.

В любом случае, желательно производить сборку элементов после подготовки всех компонентов корпуса и установки регулирующих элементов и розеток. Схема катушек — самая сложная, поэтому на них стоит обратить особое внимание, так как от них в основном зависят параметры приемника.

Приемные катушки были намотаны проволокой 0,4 на два тороидальных сердечника Т50-2 внешним диаметром 12,7 мм. Это красные жилы с размерами 12,7 × 7,7 × 4,83 мм и AL = 4,9. Катушка антенны L1 (5uH) содержит 32 витка с отводом на 6 витков от подключения к общему проводу и катушку связи L1 (этот же провод). Катушка генератора L2 (12,5 мкГн) содержит 50 витков провода с отводом посередине, то есть после 25 витка катушки (примерно 3,2 мкГн). Все обмотки должны быть равномерно распределены по всей окружности, а после намотки рекомендуется проверить их с помощью измерителя индуктивности или мультиметра.

При включении схемы сначала проверьте значения напряжений на коллекторах транзисторов, если они близки примерно к половине напряжения питания. В случае значительных различий (которые могут возникнуть при использовании транзисторов и другого коэффициента усиления) резисторы базы следует отрегулировать.

Убедившись, что рабочие напряжения всех транзисторов выставлены правильно, необходимо проверить генератор. Выходную частоту приемника можно проверить с помощью частотомера, подключенного через конденсатор около 20 пФ, например, с резистором R4 или дополнительным приемником (с короткой антенной в виде провода), аналогичным нашему приемнику (при начало, резистор R6 нужно выставить на максимальный сигнал).Чтобы получить нижний и верхний диапазоны, выполните следующие операции в крайних положениях основной ручки настройки.

Сначала установите ползунок P2 в крайнее правое положение (P3 может быть посередине), а переключатель PZ1 — в положение 80 м. Если напряжение на катоде диода близко к 5 В, крайние выводы потенциометра P2 следует заменить.

При этих настройках частота генератора должна быть немного выше 1,9 МГц. Если частота не совпадает, настраиваем конденсатор (C19) точно на значение 1900 кГц, что соответствует принятой частоте 3.8 МГц. Если этого нельзя добиться с помощью конденсатора, вам нужно будет отрегулировать конденсатор C5 (уменьшение приведет к увеличению частоты). Если есть желание отрегулировать количество витков катушки L2, это нужно делать симметрично, то есть с обеих сторон отвода.

После перемещения PZ1 на 40 м частота должна быть близкой к 3,6 МГц. Лучше, если он будет немного выше, потому что тогда его можно будет легко отрегулировать, подобрав конденсатор С18. Также может потребоваться переместить ретракцию, что физически не так просто, потому что тогда придется наматывать с одной стороны, а с другой — разматывать такую ​​же часть витков катушки.В любом случае нужно получить ровно 3600 кГц, что соответствует принятой частоте 7,2 МГц. Может случиться так, что ранее установленное значение 1900 кГц изменилось, поэтому вам нужно исправить его снова, пока оно не заработает.

Установка более низких значений частоты будет проще, если сначала включить задающий потенциометр R16 вместо, например, 47k. После установки P2 в крайнее левое положение и PZ1 на 40 м, значение R16 следует выбрать так, чтобы частота генератора составляла 3500 кГц, что соответствует принятой частоте 7.0 МГц. В свою очередь, после перемещения PZ1 на 80 м значение R14 следует выбрать так, чтобы частота генератора составляла 1750 кГц (результирующая частота равна 3,5 МГц).

Если невозможно настроить нижние диапазоны таким образом, где работают телеграфные станции, это означает, что диапазон настройки слишком мал, то конденсатор С20 необходимо увеличить, но всю операцию настройки необходимо выполнить заново. Эта проверенная процедура также будет полезна при установке более узких диапазонов, ограниченных, например, наиболее часто используемым участком SSB.В этом случае вместо варикапа D3 BB112 можно использовать другой вариант с меньшим диапазоном (может хватить двух диодов BB105).

После установки генератора последним шагом в настройке приемника будет проверка его работы с подключенной антенной. Также стоит попробовать выбрать номинал конденсатора С1 для самого сильного сигнала принимаемой станции в середине диапазона 40 м. Наконец, установите ползунок R6 на лучшее соотношение сигнал / шум.

Последний шаг — создать временную шкалу частоты вокруг потенциометра P2.

Потенциометр R4, используемый для точной балансировки детектора, вы можете установить минимальный сигнал на резисторе R3 с помощью, например, радиочастотного щупа к мультиметру.

При спаривании диоды R4 можно не использовать, например, закоротив части провода. Приемник с двухдиапазонной антенной 80/40 м позволил принимать достаточное количество местных и зарубежных станций CW / SSB. Дипольная антенна: 2 × 19,5 м, подключается одним коаксиальным кабелем.

Так получилось, что в определенное время и при особых условиях распространения радиоволн в приемнике можно было слышать станции на частоте 40 м вне зависимости от настройки частоты.Этот нежелательный эффект уменьшается после включения аттенюатора P1. Использование этого аттенюатора было необходимо и в случае близкой, сильной радиостанции — соседей. Для ближней радиосвязи обычно подходят любительские диапазоны 80 м и 40 м в дневное время. Ночью эти группы «открываются», и вы можете слушать европейские страны и даже станции с других континентов (DX).

Симпозиум IEEE 2016 по схемам СБИС (VLSI-Circuits 2016)

Симпозиум IEEE по схемам СБИС 2016 г. (VLSI-Circuits 2016) Гонолулу, Гавайи, США 15 17 июня 2016 г. Номер в каталоге IEEE: ISBN: CFP16VLS-POD 978-1-5090-0636-6

Авторские права 2016 г., Институт инженеров по электротехнике и электронике, Inc. Все права защищены. Авторские права и разрешения на перепечатку: Реферат разрешен с указанием ссылки на источник.Библиотекам разрешается делать фотокопии за пределами закона об авторском праве США для частного использования читателями тех статей в этом томе, которые содержат код внизу первой страницы, при условии, что плата за копию, указанная в коде, оплачивается через Центр проверки авторских прав. , 222 Rosewood Drive, Danvers, MA 01923. Для получения другого разрешения на копирование, перепечатку или переиздание напишите менеджеру по авторским правам IEEE, сервисный центр IEEE, 445 Hoes Lane, Piscataway, NJ 08854. Все права защищены. *** Эта публикация представляет собой представление того, что есть в электронных библиотеках IEEE.Некоторые проблемы с форматированием, присущие электронной версии, также могут появиться в этой печатной версии. Номер в каталоге IEEE: CFP16VLS-POD ISBN (печать по запросу): 978-1-5090-0636-6 ISBN (онлайн): 978-1-5090-0635-9 ISSN: 2158-5601 Дополнительные копии данной публикации Можно получить по адресу: Curran Associates, Inc 57 Morehouse Lane Red Hook, NY 12571 США Телефон: (845) 758-0400 Факс: (845) 758-2633 Электронная почта: [email protected] Веб-сайт: www.proceedings.com

СОДЕРЖАНИЕ 1.1 ОБЕСПЕЧЕНИЕ МАШИННОГО ОБУЧЕНИЯ (ПРИГЛАШЕНО)… 1 O. Temam 1.2 УСКОРЕНИЕ СЕНСОРНОГО МИРА С ПОМОЩЬЮ ЭВОЛЮЦИИ ИЗОБРАЖЕНИЯ (ПРИГЛАШЕНО) … 4 Т. Номото, Й. Ойке, Х. Вакабаяси ОТРИЦАТЕЛЬНЫЕ БИТНЫЕ ЦЕПИ ДЛЯ ПРИЛОЖЕНИЙ С НИЗКИМ VMIN … 8 Y.-H. Чен, К.-К. Лин, К.-В. Ву, В.-М. Чан, Ж.-Дж. Liaw, H.-J. Ляо, Дж. Чанг 2.2 A 6,05-МБ / мм² 16-нм FINFET ДВОЙНОЙ НАСОС 1W1R 2-ПОРТОВЫЙ SRAM СО ВРЕМЯ ДОСТУПА ДЛЯ ЧТЕНИЯ 313 PS … 10 М. Ябуучи, Ю. Савада, Т. Сано, Ю. Исии, С. Танака, М.Танака, К. Нии 2.3 ПРОГРАММИРУЕМЫЙ МАССИВ ЛОГИЧЕСКОЙ ПЛОТНОСТИ 2X, ИСПОЛЬЗУЮЩИЙ АТОМНЫЙ ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬ, ПОЛНОСТЬЮ ОСУЩЕСТВЛЯЕМЫЙ С ЛОГИЧЕСКИМИ ТРАНЗИСТОРАМИ В УЗЛЕ 40 НМ И ЗА ПРЕДЕЛАМИ … 12 Я. Цудзи, X. Бай, А. Мориока, М. Миямура, Р. Небаши , Т. Сакамото, М. Тада, Н. Банно, К. Окамото, Н. Игучи, Х. Хада, Т. Сугибаяси 2,4 80 КБ 10 НС ВСТРОЕННАЯ ЛОГИКА ЦИКЛА ЧТЕНИЯ, ВНУТРЕННЯЯ ЛОВУШКА ЗАРЯДКИ HIGH-K, МНОГОВРЕМЕННО-ПРОГРАММИРУЕМАЯ ПАМЯТЬ, МАСШТАБИРУЮЩАЯСЯ ДО 14 НМ. БЕЗ ДОБАВЛЕНИЯ СЛОЖНОСТИ ПРОЦЕССА … 14 Дж. Вирарагхаван, Д. Леу, Б. Джаяраман, А. Честеро, Р. Килкер, М.Инь, Дж. Гольц, Р. Р. Туммуру, Р. Рагхаван, Д. Мой, Т. Кемпанна, Ф. Хан, Т. Кирихата, С. Айер 3,1 A 97,99 дБ SNDR, 2 кГц BW, 37,1 мкВт АЦП SAR с функцией изменения шума ДИНАМИЧЕСКОЕ СОГЛАСОВАНИЕ ЭЛЕМЕНТОВ И ВЛИЯНИЕ МОДУЛЯЦИИ … 16 К. Обата, К. Мацукава, Т. Мики, Я. Цукамото, К. Сушихара 3,2 A 35 мкВт 96,8 дБ SNDR 1 кГц BW МНОГОШАГОВОЙ ИНКРЕМЕНТАЛЬНЫЙ АЦП С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ МУЛЬТИ НАКЛОННЫХ РАСШИРЕННЫХ СЧЕТОВ С ОДНИМ ИНТЕГРАТОРОМ … 18 Y. Zhang, C.-H. Чен, Т. Хе, Г. С. Темес 3.3 АЦП 0-1 MASH DELTASIGMA на основе VCO 18,5-FJ / STEP С ЦИФРОВОЙ ФОНОВОЙ КАЛИБРОВКОЙ… 20 A. Sanyal, N. Sun 3.4 A 13,3 MW, 60 MHZ BANDWIDTH, 76 DB DR 6 GS / S CTDELTASIGMAM С ЧЕРЕДОВАННОЙ ПО ВРЕМЕНИ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ … 22 A. Jain, S. Pavan 4.1 128-КАНАЛЬНЫЙ ПРОЦЕССОР ДЛЯ СОРТИРОВКИ СПАЙКОВ ОСОБЕННОСТИ 0,175 мкВт и 0,0033 мм² на канал в 65-нм CMOS … 24 SMA Zeinolabedin, AT Do, D. Jeon, D. Sylvester, TT-H. Ким 4,2 1,74 мкВт / канал, 95,3% ТОЧНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ ДЛЯ СОРТИРОВКИ СПАЙКОВ НА ОСНОВЕ БАЙЕССКОГО РЕШЕНИЯ … 26 З. Цзян, Дж. П. Черкейра, С. Ким, К. Ван, М. Сек 4,3 КМОП-матрица высокой плотности, мульти- МОДАЛЬНОСТЬ СОЕДИНЕННЫЙ ДАТЧИК / СТИМУЛЯТОР С 1024 ПИКСЕЛЯМИ ДЛЯ ЦЕЛОСТНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ ЯЧЕЙКИ В РЕАЛЬНОМ ВРЕМЕНИ… 28 JS Park, T. Chi, A. Su, C. Zhu, JH Sung, HC Cho, M. Styczynski, H. Wang 4.4 ФРОНТАЛЬНАЯ ASIC С ПОМОЩЬЮ ПРИЕМНИКА, ИНТЕГРИРОВАННОЙ С МАТРИЦЕЙ 32 32 PZT ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ДЛЯ 3-D ТРАНСИЗОФАГНОЙ ЭХОКАРДИОГРАФИИ … 30 C. Chen, Z. Chen, D. Bera, SB Raghunathan, M. Shabanimotlagh, E. Noothout, ZY Chang, J. Ponte, C. Prins, HJ Vos, JG Bosch , MD Verweij, N. de Jong, MAP Pertijs 5.1. ПОЛНОСТЬЮ АДАПТИВНЫЙ ШИРОКОПОЛОСНЫЙ ПРИЕМНИК ПЛИС 0,5-32,75 Гбайт / с в 16-нм технологии CMOS FINFET… 32 П. Упадхьяя, А. Бекеле, Д. Т. Мелек, Х. Чжао, Дж. Им, Дж. Чо, К. Х. Тан, С. МакЛеод, С. Чен, В. Чжан, Ю. Франс, К. Чанг 5.2 A 28.3 GB / S 7.3 PJ / BIT 35 DB BACKPLANE TRANSCEIVER С АДАПТАЦИЕЙ ФАЗЫ ОТБОРА ГЛАЗ В КМОП 28 нм … 34 Х. Мияока, Ф. Терасава, М. Кудо, Х. Кано, А. Мацуда, Н. Сираи, С. . Кавай, Т. Шибасаки, Т. Данджо, Ю. Огата, Ю. Сакаи, Х. Ямагути, Т. Мори, Ю. Коянаги, Х. Тамура, Ю. Идэ, К. Терасима, Х. Хигаши, Т. Хигучи , N. Naka 5.3 УРАВНИВАЮЩИЙ ПРИЕМНИК ТОЛЬКО ДЛЯ ПРИЕМ 32 Гб / с с 1-TAP SPECULATIVE FIR И 2-TAP DIRECT IIR DFE… 36 С. Хван, С. Мун, Дж. Сон, К. Ким

5.4 ПРОВОДНОЙ ПЕРЕДАТЧИК PAM4 56 ГБ / с, ИСПОЛЬЗУЮЩИЙ 32-ПОЛОСНЫЙ АЦП последовательного приближения в 16 нм FINFET … 38 Я. Франс, М. Эльзефтауи, Х. Хедаяти, Дж. Им, В. Киреев, Т. Фам, Дж. Шин, П. Упадхьяя, Л. Чжоу, С. Асунсьон, К. Боррелли, Г. Чжан, Х. Чжан, К. Чанг 6,1 А, 50 МГц, 5 В, 3 Вт, 90% ЭФФЕКТИВНОСТЬ 3-УРОВНЕВОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ С КАЛИБРОВКОЙ В РЕАЛЬНОМ ВРЕМЕНИ И ШИРОКИЙ ДИАПАЗОН ВЫХОДОВ ДЛЯ FAST-DVS В 65-нм CMOS … 40 X. Liu, C. Huang, PKT Mok 6.2 ОДНОИНДУКТОРНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ С ДВУМЯ ВЫХОДАМИ ОДНОИНДУКТОРНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ С ДВУМЯ ВЫХОДАМИ С СИНТЕЗИРОВАННОЙ ТЕХНИКОЙ УПРАВЛЕНИЯ ВОЛНОВОЙ ФОРМОЙ ДЛЯ USB -C… 42 W.-H. Ян, Ч.-Х. Линь, К.-Х. Чен, К.-Л. Wey, Y.-H. Лин, Ж.-Р. Линь Т.-Ю. Цай, Ж.-Л. Chen 6.3 ПЕРЕКОНФИГУРИРУЕМАЯ СИСТЕМА SIMO С ДВУСТОРОННИМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ DC-DC НА 10 ВЫХОДОВ, ИСПОЛЬЗУЮЩАЯ ФУНКЦИЮ БАЛАНСИРОВКИ НАГРУЗКИ В ГРУППОВОМ РАСПРЕДЕЛИТЕЛЕ ДЛЯ УСЛОВИЙ ДИВЕРСИФИРОВАННОЙ НАГРУЗКИ … Шин, М.-Ю. Юнг, К.-Д. Ким, С.-Х. Park, Y. Huh, C. Shin, S.-H. Парк, Ж.-С. Банг, Ж.-Б. Бэк, С.-В. Чой, Ю.-М. Джу, Г.-Х. Чо 6.4 МИКРОКОНТРОЛЛЕР С ЭФФЕКТИВНОСТЬЮ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ МОЩНОСТИ 96% ПРИ ИСПОЛЬЗОВАНИИ СТАКАННЫХ ОБЛАСТЕЙ НАПРЯЖЕНИЙ … 46 К. Блатман, А.Капур, А. Маджумдар, Дж. Г. Мартинес, Дж. Эчеверри, Л. Севат, А. ван дер Вел, Х. Фатеми, Дж. Пинеда де Гивез, К. Макинва 6.5 БЫСТРЫЙ, ГИБКИЙ, ПОЛОЖИТЕЛЬНЫЙ И ОТРИЦАТЕЛЬНЫЙ АДАПТИВНЫЙ АДАПТИВНЫЙ ГЕНЕРАТОР СКОРОСТИ ТЕЛА В 28 нм FDSOI … 48 М. Благоевич, М. Коше, Б. Келлер, П. Флатресс, А. Владимиреску, Б. Николич 7.1 НИЗКОЭНЕРГЕТИЧЕСКИЙ (BLE) ТРАНСИВЕР BLUETOOTH С ПЕРЕКЛЮЧЕНИЕМ TX / RX СЕТЬ СОГЛАСОВАНИЯ НА ЧИПЕ , ДИСКРЕТНЫЙ ПРИЕМНИК 2,75 МВт И ЦИФРОВОЙ ПЕРЕДАТЧИК 3,6 МВт … 50 F.-W. Куо, С.Б. Феррейра, М. Бабайе, Р.Чен, Л.-К. Чо, С.-П. Джоу, Ф.-Л. Hsueh, G. Huang, I. Madadi, M. Tohidian, RB Staszewski 7.2 ДВОЙНОЙ ОПТИЧЕСКИЙ ПРИЕМНИК ПРОБУЖДЕНИЯ НА 380 ПВт с подавлением окружающего шума … 52 W. Lim, T. Jang, I. Lee, H.-S . Ким, Д. Сильвестр, Д. Блаау 7.3 SLEEPTALKER: 28-нм FDSOI ULV 802.15.4A ИК-СШП-передатчик SOC, ДОСТИГАЮЩИЙ 14 ПДЖ / БИТ НА 27 МБ / С С ВЫБОРОМ КАНАЛА НА ОСНОВЕ АДАПТИВНЫХ FBB И ПРОГРАММИРУЕМЫМ ФОРМУ ИМПУЛЬСА … 54 G. de Streel, F. Stas, T. Gurné, F. Durant, C. Frenkel, D. Bol 7,4 ТЕРНАРНЫЙ ТРАНСИВЕР СПЕКТРА РАСПРОСТРАНЕНИЯ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЕЙ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТИ 2,4 ГГЦ С ПОДАВЛЕНИЕМ ГАРМОНИЧЕСКОГО ШПРА И ДВОЙНОЙ АРХИТЕКТУРОЙ ОБНАРУЖЕНИЯ ДЛЯ НОСНЫХ УСТРОЙСТВ ULP… 56 С. Дж. Ким, К. С. Парк, Ю. Ким, С.-Дж. Юн, Ю.-Дж. Хонг, С.-Г. Lee 7.5 ГЕНЕРАТОР ГЕНЕРАТОРА С ОТМЕНЕННЫМ ЧАСОМ НА 18 мкВт SPUR ДЛЯ ВОССТАНОВЛЕНИЯ ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТИ ПРИЕМНИКА В БЕСПРОВОДНЫХ SOCS … 58 Я. Огасавара, Х. Сакураи, Р. Фудзимото, К. Сами 8.1 БЕСПРОВОДНОЙ СЕНСОРНЫЙ УЗЕЛ ДЛЯ ЭНЕРГОСБЕРЕГАЮЩИХ УЗЛОВ НЕОБХОДИМО ОСОБЕННОСТИ IOT-СИСТЕМ НАПРЯЖЕНИЕ МИКРОКОНТРОЛЛЕРА IA-32 В КМОП-матрице с тремя затворами, 14 нм … 60 С. Пол, В. Хонкоте, Р. Ким, Т. Маджумдер, П. Асерон, В. Гроссникл, Р. Санкман, Д. Маллик, С. Джайн , С. Вангал, Дж. Чанц, В. Де 8.2 БЕЗЛИНЗОВЫЕ УМНЫЕ ДАТЧИКИ: ОПТИЧЕСКОЕ И ТЕПЛОВОЕ ЗНАЧЕНИЕ ИНТЕРНЕТА ВЕЩЕЙ (ПРИГЛАШАЕМ).. 62 P. Gill, T. Vogelsang 8.3 ОСОБЕННОСТИ ПРОТЕЗА РЕТИНАЛА С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ СУПРАХОРОИДНОЙ ТРАНСРЕТИНАЛЬНОЙ СТИМУЛЯЦИИ ИЗ ПЕРСПЕКТИВЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЦЕПИ (ПРИГЛАШЕНО) … 64 Я. Терасава, К. Шодо, К. Осава, Дж. Охта 8.4 МУЛЬТИ-МОДАЛЬНЫЙ ПЛАТФОРМА SMART BIO-SENSING SOC С ЦЕПЬЮ ПРИЕМНИКА> 80 дБ SNR 35 мкА PPG … 66 А. Шарма, С. Б. Ли, А. Полли, С. Нараянан, В. Ли, Т. Скалли, С. Рамасвами 8.5 ЧАСТИЧНОЕ УСКОРЕНИЕ НА ПЛИС ДВИГАТЕЛЬ СОГЛАСОВАНИЯ ИЗОБРАЖЕНИЙ ДЛЯ СИСТЕМ ПОИСКА ДАННЫХ В МАССИВНЫХ СМИ (ПРИГЛАШЕНО) … 68 Т. Симидзу, Ю. Томита, Х.Мацумура, М. Сугимура, Х. Ямасаки, Д. Тач, Т. Миёси, Т. Баба, Ю. Ватанабе, А. Айк 9.1 БЛОК-КОНДЕНСАТОР ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЙ КОММУНАЦИОННЫЙ ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬ, 66 ПВт, ДЛЯ ПРИЛОЖЕНИЙ САМОУДЕРЖИВАЮЩИХСЯ ДАТЧИКОВ … 70 X. Ву, Ю. Ши, С. Джлока, К. Ян, И. Ли, Д. Сильвестр, Д. Блаау

9.2 БЕСПРОВОДНАЯ СИСТЕМА ПЕРЕДАЧИ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ С УЛУЧШЕННЫМ ОТКЛИКОМ И ЭФФЕКТИВНОСТЬЮ ПОЛНОСТЬЮ ИНТЕГРИРОВАННЫМ БЕСПРОВОДНЫМ БЕСПРОВОДНЫМ КОНТРОЛЕМ БЕСПРОВОДНОГО ВРЕМЕНИ ХОЛОСТОГО ХОДА ДЛЯ ИМПЛАНТАТОВ … 72 К. Хуанг, Т. Каваджири, Х. Ишикуро ПРИЕМНИК МОЩНОСТИ НА ЧИПЕ С АДАПТИВНЫМ РЕГУЛИРУЮЩИМ ВЫПРЯМИТЕЛЕМ BUCK-BOOST И РАСПРЕДЕЛЕНИЕМ СИГНАЛА H-TREE С НИЗКИМИ ПОТЕРИ.. 74 К. Ким, Дж. Парк, А. Акинин, С. Ха, Р. Кубендран, Х. Ван, П.П. Мерсье, Г. Каувенбергс 9,4 A ± 36A ИНТЕГРИРОВАННАЯ СИСТЕМА ОПРЕДЕЛЕНИЯ ТОКА С ОШИБКОЙ УСИЛЕНИЯ 0,3% И СМЕЩЕНИЕМ 400 мкА от -55 С до +85 C … 76 SH Shalmany, Д. Draxelmayr, К. Makinwa 9.5 114-PW-МОП ТОЛЬКО, TRIM-беспотенциальная ССЫЛКА С 0,26% внутригрупповой ВАФЛЕЙ НЕТОЧНОСТЬ ДЛЯ СИСТЕМЫ NW 78 … Q. Dong, K. Yang, D. Blaauw, D. Sylvester 10.1 УПРАВЛЕНИЕ ДВИГАТЕЛЕМ, ИСПОЛЬЗУЕМОЕ ДЛЯ СКАЧИВАНИЯ (ПРИГЛАШЕНО) … 80 A. Tessarolo 10.2 ПОЛНОСТЬЮ ИНТЕГРИРОВАННАЯ ГАНОВАЯ СИЛОВАЯ ИС, ВКЛЮЧАЯ ДРАЙВЕРЫ ВОРОТ ДЛЯ ВЫСОКОЭФФЕКТИВНОГО ПОСТОЯННОГО ТОКА ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА (ПРИГЛАШЕНЫ)… 82 С. Уджита, Ю. Киношита, Х. Умеда, Т. Морита, К. Кайбара, С. Тамура, М. Исида, Т. Уэда 10.3 ЦИФРОВОЙ ИЗОЛЯТОР НА ОСНОВЕ ТРАНСФОРМАТОРА С ВОЗМОЖНОСТЬЮ НАПРЯЖЕНИЯ 20 КВПК И> 200 КВ = мкс ОБЩИЙ РЕЖИМ ПЕРЕХОДНОЙ БЕЗОПАСНОСТИ … 84 Р. Юн, Дж. Сун, Э. Гаалаас, Б. Чен 10.4 ИННОВАЦИОННАЯ СИСТЕМА НА ЧИП-ПЛАТФОРМЕ ДЛЯ УМНЫХ СЕТЕЙ И ИНТЕРНЕТ-ЭНЕРГЕТИЧЕСКИХ ПРИЛОЖЕНИЙ (ПРИГЛАШЕНО) … 86 А. Москателли 11,1 A 65 НМ CMOS-ПРИЕМНИК СО ВСТРОЕННОЙ АКТИВНОЙ ОТМЕНАЮЩЕЙ ПОДДЕРЖКОЙ FDD С 1 ГГЦ ДО 1,8 ГГЦ ПРИ УТЕЧКЕ ПИТАНИЯ ПЕРЕДАЧИ + 12,6 ДБМ… 88 С. Рамакришнан, Л. Кальдерин, А. Пульелли, Э. Алон, А. Никнеджад, Б. Николич 11.2 ЦИФРОВАЯ ФАПЧ ДЛЯ ПОДНЯТИЯ ФАЗОВОГО ШУМА В I / Q-ПРИЕМНИКАХ НА ОСНОВЕ КОЛЬЦЕВОГО ОСЦИЛЛЯТОРА … 90 Z.-Z . Чен, Ю. Ли, Ю.-С. Куан, Б. Ху, Ч.-Х. Вонг, М.-К. F. Chang. 11.3 РЧ-ПРИЕМНИК С РАЗЪЕМНЫМ КОНДЕНСАТОРОМ, ВСТРОЕННЫМ ОБНАРУЖЕНИЕМ БЛОКЕРА, + 31 дБм OB-IIP3 И + 15 дБм OB-B1DB … 92 Y. Xu, PR Kinget 11.4 МНОГОСТАНДАРТНЫЙ ТВ-ТЮНЕР 180 МВт В КМОП-матрице 28 нм. .. 94 Дж. Сяо, В. Гао, Х. Сю, Д. Чанг, Дж. Цао, Р. Сунь, В. Периасами, Н.-Y. Ван, Х. Чен, Г. Унру, Т. Хаяши, Т.- Х. Чи, Л. Кришнан, К.-К. Хуанг, С. Доммараджу, Г. Вэй, Б. Шен, А. Венес, Д. Кох, JYC Chang 12.1 ПОЛНАЯ ИНТЕГРАЦИЯ ЧИПОВ 3-D ПЕРЕКРЕСТНОЙ ПЕРЕЗАГРУЗКИ С ДРАЙВЕРОМ ЗАПИСИ С КОМПЕНСАЦИЕЙ УТЕЧКИ И УСИЛИТЕЛЕМ ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТИ ПОМЕЩЕНИЙ .. 96 С. Ли, Дж. Сон, К. Сеонг, Дж. Ву, Ж.-М. Чой, С.-К. Квон, Х.-Дж. Ким, Х.-С. Канг, С.Г. Ким, Х.Г. Юнг, К.-В. Kwon, H. Hwang 12.2 ВСТРОЕННАЯ ПАМЯТЬ И СЕРДЕЧНИК ARM CORTEX-M0, ИСПОЛЬЗУЮЩИЙ КРИСТАЛЛИЧЕСКИЙ КРИСТАЛЛИЧЕСКИЙ КРИСТАЛЛИЧЕСКИЙ КРИСТАЛЛИЧЕСКИЙ КРИСТАЛЛИЧЕСКИЙ КРИСТАЛЛИЧЕСКИЙ КРИСТАЛЛИЧЕСКИЙ МЕТАЛЛУРГИЧЕСКИЙ МОНИТОРНЫЙ АККУМУЛЯТОР НА ОСНОВЕ ИНДИА-ГАЛЛИЯ-ЦИНКА 60 нм, СИМ-матрицу 65 нм.. 98 Т. Онуки, В. Уэсуги, Х. Тамура, А. Исобе, Ю. Андо, С. Окамото, К. Като, Т.Р. Ю, С.Б. Линь, Дж.Й. Ву, К.С. Шуай, С.Х. Ву, Дж. Майерс, К. Допплер, М. Фудзита, С. Ямадзаки 12.3 УНИВЕРСАЛЬНОЕ УПРАВЛЕНИЕ ФЛЭШ-ПАМЯТЬЮ TLC NAND ДЛЯ СНИЖЕНИЯ ОШИБОК СЧИТЫВАНИЯ НА 85% И РАСШИРЕНИЯ ЦИКЛОВ СЧИТЫВАНИЯ НА 6,7 РАЗ, ЧТЕНИЕ ГОРЯЧИХ И ХОЛОДНЫХ ДАННЫХ ДЛЯ ЦЕНТРОВ ОБЛАЧНЫХ ДАННЫХ … 100 A Кобаяси, Т. Токутоми, К. Такеучи 12,4 БИТАЯ ЯЧЕЙКА 1T1R 0,9UM² В 14 НМ SOC ДЛЯ МЕТАЛЛИЧЕСКОГО ПРЕДОХРАНИТЕЛЯ ОТП С ИЕРАРХИЧЕСКИМ БИТЛИНЕМ, РЕЗЕРВИТОМ УРОВНЯ БИТА И СИЛОВЫМ СТРОИТЕЛЕМ… 102 З. Чен, Ш. Кулкарни, В. Э. Дорган, У. Бхаттачарья, К. Чжан 13,1 НИЗКОПРОХОДНЫЙ ФИЛЬТР 4-го ПОРЯДА 0,6 МВт, 31 МГц, +29 дБм, ИСПОЛЬЗОВАНИЕ БИКВАДОВ НА ОСНОВЕ САМОСОПРЯЖЕННЫХ ИСТОЧНИКОВ В КМОП-матрице 0,18 мкм 104 Ю. Сюй, С. Лойенбергер, П. К. Венкатачала, У.-К. Moon 13.2, 3,5 МВт, 1 МГц AM ДЕТЕКТОР И ЦИФРОВОЙ ТЮНЕР В A-IGZO TFT ДЛЯ БЕСПРОВОДНОЙ СВЯЗИ В ПОЛНОСТЬЮ ИНТЕГРИРОВАННОЙ ГИБКОЙ СИСТЕМЕ ДЛЯ АУДИО СУМКА … 106 Т. Мейстер, К. Ишида, К. Карта, Р. Шабанпур, Б. Боружени, Н. Мюнценридер, Л.Петти, Г. А. Сальваторе, Г. Шмидт, П. Гескьер, С. Кифл, Г. Д. Тома, Т. Фаэтти, А. К. Хюблер, Г. Трёстер, Ф. Эллингер 13.3 16-КАНАЛЬНАЯ ШУМООФОРМАТОРНАЯ МАШИНА ОБУЧАЮЩАЯ АНАЛОГ-ЦИФРОВОЙ ИНТЕРФЕЙС .. 108 Ф. Н. Бюлер, А. Э. Мендрела, Ю. Лим, Дж. А. Фреденбург, М. П. Флинн

13.4 Программируемая в полевых условиях ИС со смешанными сигналами и конфигурируемыми в временном пространстве аналогенными блоками … 110 Y. Choi, Y. Lee, S.-H. Бэк, С.-Дж. Ли, Дж. Ким 14,1 A 5,8 PJ / OP 115 МЛРД ОП / СЕК., ДО 1,78 ТРИЛЛИОНА ОП / СЕК. 32-НМ МАССА НА 1000 ПРОЦЕССОРОВ… 112 B. Bohnenstiehl, A. Stillmaker, J. Pimentel, T. Andreas, B. Liu, A. Tran, E. Adeagbo, B. Baas 14,2 28 нм FDSOI TECHNOLOGY SUB-0.6V SRAM VMIN ОЦЕНКА ДЛЯ ПРИЛОЖЕНИЙ С УЛЬТРА НИЗКИМ НАПРЯЖЕНИЕМ … 114 Р. Раника, Н. Плэйнс, В. Хуард, О. Вебер, Д. Нобле, Д. Кроэн, Ф. Гинер, С. Ноде, П. Мерго, С. Ибарс, А. Вилларе, М. Парра, С. Хендлер, М. Куойрин, Ф. Качо, К. Жюльен, Ф. Терьер, Л. Чамполини, Д. Тургис, К. Лекок, Ф. Арно 14,3 АКТИВНЫЙ ВМИН 400 МВ, УДЕРЖИВАЮЩИЙ ВМИН 200 МВ, 2,8 ГГц 64 КБ SRAM С 0.09 UM² 6T BITCELL В ПРОЦЕССЕ 16 НМ FINFET CMOS … 116 А. Бхавнагарвала, И. Икбал, А. Нгуен, Д. Ондричек, В. Чандра, Р. Эйткен 14,4 А, 350–900 МВ, 2,1 ГГц, 0,011 мм², ОБЫЧНОЕ СОГЛАСОВАНИЕ ЭКСПРЕССИИ. С ТЕРПИТЕЛЬНЫМИ СТАРЕНИЯМИ ЦЕПЯМИ С НИЗКИМ ВИМИНИЕМ В КМОП-матрице с тремя затворами 14 нм … 118 А. Агарвал, С. Хсу, М. Андерс, С. Мэтью, Г. Чен, Х. Каул, С. Сатпати, Р. Кришнамурти 14,5 ЕДИНАЯ ПЛАТФОРМА ОПТИМИЗАЦИИ ТЕХНОЛОГИЙ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ИНТЕГРИРОВАННОГО АНАЛИЗА (UTOPIA) ДЛЯ ЦЕЛОСТНЫХ ТЕХНОЛОГИЙ, ДИЗАЙНА И СООПТИМИЗАЦИИ СИСТЕМ В УЗЛАХ <= 7 НМ... 120 SC Song, J. Xu, D. Yang, K. Rim, P. Feng, J. Bao, J. Zhu, J. Wang, G. Nallapati, M. Badaroglu, P. Narayanasetti, B. Bucki, Дж Фишер Г. Yeap 15.1 12-битовая 1.6 GS / S INTERLEAVED АЦП С ДВОЙНОЙ ССЫЛКОЙ соскальзывания и ИНТЕРПОЛЯЦИЕЙ ДОСТИЖЕНИЕМ 17,8 FJ / CONV-шагом в 65 нм CMOS ... 122 J.-W. Нам, М. Хассанпургади, А. Чжан, М. С.-В. Chen 15.2 A 14,6 МВт 12B 800MS / S 4 Трубопроводный АЦП SAR с временным интервалом, достигающий 60,8 дБ SNDR с входом NYQUIST и СКОСОМ ВРЕМЕНИ ОТБОРКИ 60FSRMS БЕЗ КАЛИБРОВКИ... 124 Я.-К. Lien 15.3 СРАВНИТЕЛЬ НА ОСНОВЕ ОСЦИЛЛЯТОРА С ПРИМЕНЕНИЕМ В SNDR 74,1 дБ, АЦП SAR 20KS / S 15B ... 126 М. Шим, С. Чжон, П. Майерс, С. Банг, К. Ким, Д. Сильвестр, Д. Блаау, В. Юнг 15.4 A 0.44FJ / CONVERSION-STEP 11B 600KS / S SAR АЦП С ПОЛУОСТОЯЩИМ ЦАП ... 128 S.-E. Hsieh, C.-C. Hsieh 16,1 35 МВт, 10 ГБ / сек. ADC-DSP, МЕНЬШЕ ПРЯМОЙ ЦИФРОВОЙ ДЕТЕКТОР ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТИ И ЭКВАЛАЙЗЕР В КМОП-матрице 65 нм ... 130 AKMD Hossain, Aurangozeb, M. Mohammad, M. Hossain 16,2 A 125 MW 8.5-11.5 GB / S SERIAL LINK ПРИЕМНИК С ДВУСТОРОННИМ 6-РАЗРЯДНЫМ АЦП / 5-ОТВЕТНЫМ ПРИЕМНИКОМ DFE И 4-ОТВЕТНЫМ ПЕРЕДАТЧИКОМ FFE В 28-нм CMOS.. 132 Б. Рагхаван, А. Варзагани, Л. Рао, Х. Парк, Х. Ян, З. Хуанг, Ю. Чен, Р. Каттамури, К. Ву, Б. Чжан, Дж. Цао, А. Момтаз , N. Kocaman 16,3 A 0,003 MM² 5,2 MW / TAP 20 GBD 5-TAP ANALOG RX-FFE без индуктора ... 134 R. Boesch, K. Zheng, B. Murmann 16,4 A 16GB / S 14,7 MW TRI-BAND COGNITIVE ПЕРЕДАТЧИК ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОЙ СВЯЗИ С ПЕРЕАДРЕСАЕМЫМИ ЧАСАМИ ДЛЯ ВКЛЮЧЕНИЯ ОБНАРУЖЕНИЯ PAM-16/256-QAM И КАНАЛА В КМОП-матрице 28 нм ... 136 Y. Du, W.-H. Чо, Ю. Ли, С.-Х. Вонг, Дж. Ду, П.-Т. Хуанг, Ю. Ким, З.-З. Чен, С.Дж.Ли, М.-C. F. Chang 16.5 ЧЕТЫРЕХБИТНЫЙ ЧЕТЫРЕХПРОВОДНОЙ ОДНОПРОВОДНОЙ DRAM-ИНТЕРФЕЙС С НИЗКИМ ЭМИ ПРИ ИСПОЛЬЗОВАНИИ ТРЕХУРОВНЕВОЙ СБАЛАНСИРОВАННОЙ СХЕМЫ КОДИРОВКИ ... Йи, С.-Дж. Бэ, М.-К. Чаэ, С.-М. Ли, Ю.-Дж. Jang, Y.-C. Чо, Ю.-С. Sohn, J.-H. Чой, С.-Дж. Янг, Б. Ким, Ж.-Й. Сим, Х.-Дж. Park 17,1 ПРЕЦИЗИОННО-МАСШТАБИРУЕМЫЙ ПРОЦЕССОР 0,3–2,6 ТОЧНОСТИ / Вт ДЛЯ БОЛЬШИХ КОНВНЕТОВ В РЕАЛЬНОМ ВРЕМЕНИ ... 140 B. Moons, M. Verhelst 17,2 A 1,40 М² 141 МВт 898GOPS РЕЗЬБНЫЙ НЕЙРОМОРФНЫЙ ПРОЦЕССОР В 40 НМ CMOS ... 142 P. Knag, C. Liu, Z. Zhang 17,3 ЦОС со скоростью 190 Гбайт / Вт для ЭНЕРГОЭФФЕКТИВНОГО РАЗРЯДНОГО ВЗРЫВА ВО ВСТРОЕННОЙ IOT... 144 Р. Дорранс, Д. Маркович 17,4 ПРОГРАММИРУЕМЫЙ ДЕТЕКТОР ОБЪЕКТОВ В РЕАЛЬНОМ ВРЕМЕНИ 58,6 МВт С МНОГОМАСШТАБНОЙ МНОГООБЪЕКТНОЙ ПОДДЕРЖКОЙ ИСПОЛЬЗУЮЩЕЙ МОДЕЛИ ДЕФОРМИРУЕМЫХ ЧАСТЕЙ НА ВИДЕО 1920X1080 С 30 FPS ... 146 А. Сулейман, З. Чжан, В. . Sze

17.5 АДАПТИВНОЕ СИНХРОНИЗАЦИЯ С ДИНАМИЧЕСКИМ ПИТАНИЕМ ДЛЯ СНИЖЕНИЯ ЭНЕРГОЭФФЕКТИВНОСТИ И ЭФФЕКТИВНОСТИ ВЛИЯНИЯ БЫСТРОГО ПЕРЕПАДА НАПРЯЖЕНИЯ В ОСНОВЕ ГРАФИЧЕСКОГО ВЫПОЛНЕНИЯ 22 НМ … 148 М. Чо, К. Токунага, С. Ким, Дж. Цаханз, М. .De 18.1 A 0,23 мкг НЕСТАБИЛЬНОСТЬ СМЕЩЕНИЯ И 1.КРЕМНИЕВОЙ АКСЕЛЕРОМЕТР РАЗРЕШЕНИЯ 6 мкг / час1 / 2 СО ВСТРОЕННЫМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ Σ-Δ ЧАСТОТА-ЦИФРОВОЙ … 150 Дж. Чжао, Х. Ван, Я. Чжао, Г. М. Ся, А. П. Цю, Ю. Су, Ю. П. Xu 18.2 БИП-преобразователь температуры в цифровой с погрешностью ± 60MK (3σ) ОТ -70 C ДО 125 C В КМОП-матрице 160 нм … 152 Б. Юсефзаде, Шалмани Шалмани, К. Макинва 18,3 УЛЬТРАКОМПАКТНАЯ КМОП-матрица 28 нм ТЕПЛОВЫЙ ДАТЧИК В ТЕХНИКЕ РЕЖИМА ТОКА … 154 М. Эберлейн, И. Яхав 18.4 Цепь считывания емкостного датчика 35FJ / STEP ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОГО УСПЕШНОГО ПРИБЛИЖЕНИЯ ПРИ КВАЗИ-ДИНАМИЧЕСКОЙ РАБОТЕ… 156 Х. Омран, А. Алхошани, Х. Алахмади, К. Н. Салама 18,5 A 9,84-73,2 НДж, ВРЕМЕННО-ДОМЕННЫЙ ДАТЧИК ИМПЕДАНСА 0,048 ММ², ПРЕДОСТАВЛЯЮЩИЙ ЗНАЧЕНИЯ СОПРОТИВЛЕНИЯ И ЕМКОСТИ … 158 Я. Хун, Ю. Ван, WL Goh, Y. Gao, L. Yao 19,1 A, 23 МВт, 24GS / S, 6B, ГИБРИДНЫЙ ДВУХШАГОВЫЙ АЦП, ЧЕРЕЗ ВРЕМЕНИ, КМОП, 28 нм … 160 B. Xu, Y. Zhou, Y. Chiu 19,2 A 8,2-MW 10- В 1,6-GS / S 4 TI АЦП с быстрым ССЫЛКА ЗАРЯДКА нейтрализация и ПРЕДПОСЫЛКИ СИНХРОНИЗАЦИИ-SKEW Калибровка в 16-НМ КМОП … 162 Y.-Z. Lin, C.-H. Цай, С.-К. Цоу, К.-ЧАС. Лу 19.3 14-битный ВЧ-АЦП 2.5GS / S И 5GS / S С ФОНОВОЙ КАЛИБРОВКОЙ И ДИТЕРОМ … 164 AMA Ali, H. Dinc, P. Bhoraskar, S. Puckett, A. Morgan, N. Zhu, Q Ю., К. Диллон, Б. Грей, Дж. Лэнфорд, М. МакШи, У. Мета, С. Бардсли, П. Деруниан, Р. Банч, Р. Мур, Г. Тейлор 19.4 14-бит 8: 9GS / S RF DAC В 40 нм CMOS ДОСТИЖЕНИЕ> 71DBC LTE ACPR AT 2: 9 ГГц … 166 В. Равинутула, В. Брайт, М. Уивер, К. Маклин, С. Кейлор, С. Баласубраманян, Дж. Кулон, Р. Келлер , Б. Нгуен, Э. Двобенг 20.1 А 7-ТО-18.ГУН НА ОСНОВЕ КОМПАКТНОГО ТРАНСФОРМАТОРА 3 ГГЦ В 16 НМ FINFET … 168 М. Радж, П. Упадхьяя, Ю. Франс, К. Чанг ПАРЫ В КМОП-матрице 65 нм … 170 A. Jha, A. Ahmadi, S. Kshattry, T. Cao, K. Liao, G. Yeap, Y. Makris, KK O 20.3 A 10GB / S, 342FJ / BIT MICRO -КОЛЬЦЕВОЙ МОДУЛЯТОРНЫЙ ПЕРЕДАТЧИК С ПЕРЕКЛЮЧЕНИЕМ- КОНДЕНСАТОР ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ ЭФФАЗ И МОНОЛИТНЫЙ ДАТЧИК ТЕМПЕРАТУРЫ В КМОП-матрице 65 нм … 172 С. Саиди, А. Эмами 20,4 A 50,6-GB / S 7,8-MW / GB / S 7.ОПТИЧЕСКИЙ ПРИЕМНИК С ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬЮ 4 ДБМ НА ОСНОВЕ ТЕХНОЛОГИИ SIGE BICMOS 0,18 мкм … 174 Т. Такемото, Ю. Мацуока, Х. Ямасита, Ю. Ли, К. Акита, Х. Аримото, М. Кокубо, Т. Идо 21,1 КМОП-СЕНСОР ИЗОБРАЖЕНИЯ С ГЛОБАЛЬНЫМ ЗАТВОРЕНИЕМ С ГЛОБАЛЬНЫМ ЗАТВОРЕНИЕМ 8,3 Мпикселей, 480 кадров в секунду, АЦП с адаптивным усилением и многослойным устройством 2-на-1 … 176 Й. Оике, К. Акияма, Л. Д. Хунг, В. Нийцума, А. Като, М. Сато, Ю. Като, В. Накамура, Х. Широшита, Ю. Сакано, Ю. Китано, Т. Накамура, Т. Тояма, Х. Ивамото, Т. Эзаки 21.2 БЕСПЛАТНЫЙ ГЛОБАЛЬНЫЙ СЕНСОР ИЗОБРАЖЕНИЯ С ЗАТВОРКОЙ С IN-PIXEL LOFIC И АЦП, ИСПОЛЬЗУЮЩИЕ ПИКСЕЛЬНЫЕ СОЕДИНЕНИЯ… 178 Х. Суго, С. Вакашима, Р. Курода, Ю. Ямасита, Х. Суми, Т.-Дж. Ван, П.-С. Чжоу, М.-К. Hsu, S. Sugawa 21,3 CMOS-СЕНСОР ИЗОБРАЖЕНИЯ 220PJ / PIXEL / FRAME С ЧАСТИЧНЫМ УСТРОЙСТВОМ ПРОЧИТАННОЙ АРХИТЕКТУРЫ … 180 S. Ji, J. Pu, BC Lim, M. Horowitz 21,4 ИНФРАКРАСНАЯ СИСТЕМА ОПРЕДЕЛЕНИЯ ЖЕСТОВ 260 мкВт НА ЧИП УМНЫЕ УСТРОЙСТВА … 182 С. О, Н. Л. Ба, С. Бэнг, Дж. Чон, Д. Блаау, Т. Т. Ким, Д. Сильвестр 22.1 ФАПЧ без индуктора с блокировкой фракционного азота с блокировкой, связанной с инжекцией, с импульсной фазой -ШУМНАЯ ФИЛЬТРАЦИЯ … 184 A.Li, Y. Chao, X. Chen, L. Wu, H. Luong 22.2 AN 8,865-GHZ -244DB-FOM ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙ ПЬЕЗОЭЛЕКТРИЧЕСКИЙ РЕЗОНАТОР НА ОСНОВЕ КАСКАДНОГО ФРАКЦИОННОГО ФАПОРА ФАПЧ НА ОСНОВЕ КАСКАДНОГО ФРАКЦИОННОГО НОМЕРА N С ПОДПОРЧЕНИЕМ КАНАЛОВ … 186 С. Икеда, Х. Ито, А. Касамацу, Ю. Исикава, Т. Обара, Н. Ногучи, К. Камисуки, Ю. Джиянг, С. Хара, Д. Руибинг, С. Дошо, Н. Исихара, К. . Masu

22,3 БЕСПРОВОДНЫЙ ВЧ-СИНТЕЗАТОР FRACTIONAL-N 2,4 ГГЦ 6,4 МВт … 188 L. Kong, B. Razavi 22,4 PVT-ROBUST -59-DBC ЭТАЛОННЫЙ ШПОР И ДЖИТТЕР ВПРЫСКА RMS 450 FS — МУЛЬТИПЛИКАТОР ЧАСОВ С БЛОКИРОВКОЙ ЧАСОВ КОНТУРА КАЛИБРОВКИ ПЕРИОДА НАПРЯЖЕНИЯ… 190 Й. Ли, Х. Юн, М. Ким, Дж. Чой 22,5 A 0,034 м², 725FS RMS JITTER, 1,8% / V ЧАСТОТА, 10,8-19,3 ГГц, ОСНОВАННАЯ НА ТРАНСФОРМАТОРЕ ФРАКЦИОНАЛЬНО-N ПОЛНОСТЬЮ ЦИФРОВОЙ ВХОД 10 нм FINFET CMOS … 192 C.-C. Ли, Т.-Х. Цай, М.-С. Юань, К.-К. Ляо, С.-Х. Чанг, Т.-К. Хуанг, Х.-Й. Ляо, К.-Т. Лу, Х.-Й. Куо, К. Се, М. Чен, А. Ксименес, Р. Б. Сташевский 23,1 250MV-950MV 1,1 ТБ / Вт / Вт СОСТАВНЫЙ АКСЕЛЕРАТОР SMS4 ДЛЯ ШИФРОВАНИЯ / ДЕКРИПТИРОВАНИЯ SMS4 С ДВОЙНЫМ АФФАЙНОМ С ДВОЙНЫМ АФФИНОМ НА ОСНОВЕ ШИФРОВАНИЯ / ДЕКРИПТА В КМОП-матрице с тремя затворами 14 нм … 194 S. Сатпатия, С. Мэтью, В.Суреш, М. Андерс, Х. Каул, А. Агарвал, С. Хсу, Г. Чен, Р. Кришнамурти 23.2 КОМПАКТНЫЙ УСКОРИТЕЛЬ AES 446 Гбит / с / Вт для мобильных SOC и IOT в 40 нм … 196 Y. Zhang, K Янг, М. Салиган, Д. Блаау, Д. Сильвестр 23.3 ФИЗИЧЕСКИ НЕЗАКРЫВАЕМАЯ ФУНКЦИОНАЛЬНАЯ ЦЕПЬ С ЗАДЕРЖКОЙ 4FJ / БИТА С ВЫБОРОЧНОЙ БИТНОЙ ДЕСТАБИЛИЗАЦИЕЙ В КМОП-матрице с тремя шлюзом 14 нм … 198 С. Мэтью, С. Сатпати, В. Суреш, М. Андерс, Х. Каул, А. Агарвал, С. Хсу, Г. Чен, Р. Кришнамурти, В. Де 23,4 A 0,58 мм² 2,76 ГБ / с 79,8PJ / B МАССИВНЫЙ ДЕТЕКТОР ПЕРЕДАЧИ СООБЩЕНИЙ MIMO 256 КАМ … 200 W. Tang, C.-H. Chen, Z. Zhang 23,5 КЛАССИФИКАТОР ДЛЯ МАШИННОГО ОБУЧЕНИЯ, ВНЕДРЕННЫЙ В СТАНДАРТНОЙ МАССЕ 6T SRAM … 202 J. Zhang, Z. Wang, N. Verma. ПОТРЕБЛЕНИЕ И ЗАМКНУТАЯ СТИМУЛЯЦИЯ В КМОП 0,18 мкм … 204 М. Шоаран, М. Шахшахани, М. Фаривар, Дж. Альмаджано, А. Шахшахани, А. Шмид, А. Брагин, Ю. Леблебичи, А. Эмами 24,2 МИКРОЭЛЕКТРОДНАЯ МАССА С 8 640 ЭЛЕКТРОДАМИ, ДЕЛАЮЩАЯ ОДНОВРЕМЕННОЕ ПОЛНОКАДРОВОЕ СЧИТЫВАНИЕ СО СКОРОСТЬЮ 6,5 KFPS И 112-КАНАЛЬНЫМ СЧИТЫВАНИЕМ ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬНОЙ МАТРИЦЫ СО СКОРОСТЬЮ 20 KS / S… 206 X. Yuan, S. Kim, J. Juyon, M. D’Urbino, T. Bullmann, Y. Chen, A. Stettler, A. Hierlemann, U. Frey 24.3 НОСИТЕЛЬНАЯ СИСТЕМА ЗАПИСИ ЭЭГ-УХА НА ОСНОВЕ АКТИВНЫЕ ЭЛЕКТРОДЫ СУХОГО КОНТАКТА … 208 X. Zhou, Q. Li, S. Kilsgaard, F. Moradi, SL Kappel, P. Kidmose 24,4 2,048 МБ / с ПОЛНОДУПЛЕКСНЫЙ ОПТИЧЕСКИЙ ПРИЕМНИК В СВОБОДНОМ ПРОСТРАНСТВЕ IC В РЕАЛЬНОМ ВРЕМЕНИ ЭКСПЕРИМЕНТ МЫШИ IN VIVO NEUROFEEDBACK ПРИ СОЦИАЛЬНОМ ВЗАИМОДЕЙСТВИИ … 210 G. Hwang, J.-K. Чой, Дж. Ян, С. Лим, Ж.-М. Ким, М.-Г. Цой, Д.-С. Ким, К. Гвак, Дж. Чон, Х.С. Шин, И.-Х. Чой, С. Парк, Х.-М. Bae 24,5 СОРТЕР 450 МВ БЕЗ ЗАПЧАСТИ ВОЛНОВОЙ ФОРМЫ НА ОСНОВЕ ИСПРАВЛЕНИЯ ОШИБКИ ЗАМЕНА ТЕЛА … 212 С. Ким, Дж. П. Черкейра, М. Сок Авторский указатель